2022-700703

特許第７００９２９２号発明「電力変換装置」の特許異議申立事件について、次のとおり決定する。

結 論 特許第７００９２９２号の請求項１－２に係る特許を維持する。

理 由 第１ 手続の経緯 特許第７００９２９２号の請求項１及び２に係る特許についての出願は、平成３０年４月１６日に出願され、令和４年１月１４日にその特許権の設定登録がされ、同年１月２５日に特許掲載公報が発行された。その後、その特許に対し、令和４年７月２２日に特許異議申立人 角田 朗により特許異議の申立てがされ、当審は、令和４年９月３０日に取消理由を通知した。それに対し、特許権者は、令和４年１１月２５日に意見書を提出した。 第２ 本件発明 特許第７００９２９２号の請求項１及び２に係る発明（以下、「本件発明１」及び「本件発明２」という。）は、それぞれ、その特許請求の範囲の請求項１及び２に記載された事項により特定される次のとおりのものである。 「【請求項１】 直流電源から供給される直流電圧をインバータ回路のスイッチングにより任意の周波数の交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置において、 前記負荷からグランドに流れる漏れ電流を検出するためのコモンモードコイルと、前記漏れ電流を打ち消すように、当該漏れ電流とは逆相の補償電流を流すための補償電流供給回路を有するアクティブＥＭＩフィルタ回路を備え、 前記補償電流供給回路は、共通接続されたベースと共通接続されたエミッタを有するコンプリメンタリトランジスタと、 前記直流電源を分圧して前記コンプリメンタリトランジスタを構成する各トランジスタのエミッタ－コレクタ間にそれぞれ印加するための抵抗分圧回路と、 前記直流電源と前記各トランジスタのコレクタ間にそれぞれ接続されたカップリングコンデンサを有することを特徴とする電力変換装置。 【請求項２】 前記コンプリメンタリトランジスタは、ＮＰＮ型の正側トランジスタとＰＮＰ型の負側トランジスタから成り、 前記正側トランジスタのコレクタが前記カップリングコンデンサを介して前記直流電源の正側電源ラインに接続され、前記負側トランジスタのコレクタが前記カップリングコンデンサを介して前記直流電源の負側電源ラインに接続されており、 前記正側電源ライン及び前記負側電源ラインと前記各トランジスタのエミッタ間に前記抵抗分圧回路がそれぞれ接続され、各抵抗分圧回路を構成する複数の抵抗の接続点が前記各トランジスタのコレクタと前記カップリングコンデンサとの接続点にそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。」 第３ 申立理由の概要 特許異議申立人は、請求項１、２に係る特許は、甲第１号証に記載された発明、及び甲第２―７号証に記載された周知の技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであり、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものであるから、請求項１、２に係る特許を取り消すべきものである旨を主張している。 ＜ 引用文献等一覧 ＞ 甲第１号証：特表２００４－５３４５００号公報 甲第２号証：特開２０１０－２６６２６０号公報 甲第３号証：特許第３０５８９００号公報 甲第４号証：特許第６２６４４９１号公報 甲第５号証：特許第３１４７６４２号公報 甲第６号証：特許第３９１２０９６号公報 甲第７号証：特許第４１２２６８９号公報 第４ 引用文献の記載事項 １ 甲第１号証 （１）甲第１号証の記載事項 甲第１号証には、図面とともに以下の各記載がある（なお、下線は当審で付与した。以下、同じ）。 ア 「【特許請求の範囲】 【請求項１】 主電源と連結されており、各巻線に異なる方向の電流（ノーマルモード電流）が流れる場合、磁束を相殺し、同じ方向の電流（コモンモード電流）が流れる場合、インダクタとして作用するコモンモードインダクタ； 電源側のコモンモード電流を検出するために、同一マグネチックコアに設けられた付加巻線； 前記付加巻線に入力端が連結された増幅器； 前記増幅端の電源として前記主電源と別個の増幅器直流電源； 前記増幅器の出力と接地の間に設けられる出力端キャパシタ；及び 前記増幅器直流電源と主電源の間に設けられ、機器により生成される高い周波数のコモンモード電流に対しては主電源とフィルタ回路の間に低いインピーダンス経路を提供し、低い周波数においては主電源とフィルタ回路を分離させるカップリングキャパシタを含むことを特徴とする能動形コモンモードＥＭＩフィルタ。」 イ 「【背景技術】 【０００２】 電磁機器から発生する高周波電流は同じ電源に接続される異なる機器に電気的外乱として影響を与えるだけでなく、漏洩電流の場合、その電流が大地を通じて電源に還元されるので、正常的な動作電流についてアンテナとして作用して外部機器に電磁気的干渉現象である電磁気障害(Electromagnetic Interference：EMI)を発生させる。 【０００３】 先ず、電磁機器から発生する漏洩電流を例えて説明し、これを除去するための従来技術を説明する。 【０００４】 図1は、単相交流入力に連結されたPWM(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)インバーターシステムにおける漏洩電流を説明するための図面である。図1は、単相交流システムに連結されたPWM インバーターの一般的な形態である。図1において、電源高調波に対する規制を満足させるために一般的に力率補償器(Power Factor Corrector: PFC)が単相ダイオード整流器と一緒に用いられる。PWM インバーターの負荷機器として交流電動機が使用される。電動機駆動システムにおいてPWMインバーターは通常1～20kHzのスイッチング周波数で運転され、電力素子としてFETまたはIGBT が用いられる。FETまたはIGBTが速くスイッチングする場合、システムの寄生成分(Parasitic Components)と結合されて所望しない高周波電圧電流が発生することになる。具体的にはFETまたはIGBT のスイッチングにより高い電圧パルス波形がa地点、ｂ地点及びｃ地点に存在することになるが、図1において交流機器は接地ｇに連結されてはいないが、システムと接地の間の寄生キャパシタンス(Clg,Csg)のため、高いパルス形態の電圧が加えられる場合、大地を通じて電源に還元される漏洩電流が発生することになる。図1において電動機中性点ｓとDC電源の中性点ｎの間の電圧は図2においてvsg のように測定され、それに従う漏洩電流isg が図2のように測定される。 【０００５】 このような漏洩電流を抑制するための従来技術として、システムの電源入力或いは出力に図3のような受動形コモンモードフィルタを用いた。図3に示されたコモンモードチョーク(choke) は漏洩電流の経路の直列インピーダンスを増加させ、cyはシステムから発生された漏洩電流がシステム内部で容易に循環できるように高周波の漏洩電流に対して低いインピーダンスを有する経路を提供する。しかし、図3に図示された受動形フィルタだけで漏洩電流を抑制する場合、減衰率を大きくするためにフィルタのLC値を増加させなければならないが、特定分野においては安全問題によって用いられるcyの値に制限がある。この場合、フィルタの減衰率を増加させるためにコモンモードチョークのインダクタンス値を増加させなければならなので全体システムの体積及び価格上昇の直接的な原因になって来た。 【０００６】 このような受動形フィルタの問題点を解決するために、能動形コモンモードEMIフィルタに対する研究が進められてきた。 【０００７】 図4は、従来技術による能動形コモンモードEMIフィルタの概念図である。 能動形コモンモードEMIフィルタはスイッチング電源により発生される電流或いは電圧のリップルを能動的に抑制するためのものでスイッチング電流或いは電圧を検出して、ここに-Aに該当する利得をかけて電流或いは電圧を補償して電源側では結果的にスイッチングリップルを抑制されるようにするものである。元々差動モードノイズに対して考案されたものであるが、コモンモードノイズの場合にも類似に適用することが出来る。 【０００８】 図5は、PWMインバーターシステムに対して考案された能動形コモンモードEMIフィルタを図示したものである。図5a及び図5bは電圧検出、電圧補償の能動形コモンモード EMI フィルタであり、図5cは電流検出、電流補償の能動形コモンモードEMIフィルタである。 【０００９】 図5a及び図5bはPWMインバーターにより生成されたコモンモード電圧を測定してプッシュプルアンプを用いて反対の電圧を印加してコモンモード電圧が“0”となるように操作する回路である。しかし、電流電源の電圧が高くなると、耐圧性のよいpnpトランジスタが求め難いので、図5aのような回路具現が難しくなる。従って、図5bにおいては別途の直流電源(50V)を用いてこの問題を解決したのである。 【００１０】 図5cは電流検出、電流補償方式として、入力される漏洩電流であるコモンモード電流を検出して反対方向の電流を出力して漏洩電流を相殺させる回路である。図5cは図5a と同じく耐圧性のよい pnp トランジスタを使用しなければならないという問題点がある。一方、一般的に同じ電流容量を有するトタンジスタにおいて耐圧が高くなるほど帯域幅が制限されるので、漏洩電流 の容量が大きい場合、漏洩電流が相殺される周波数帯域幅が減る問題があった。」 ウ 「【００１６】 図6は、本発明による能動形コモンモードEMIフィルタの概念図である。 【００１７】 図6において、LCMは電源(vs)の形態によりマグネチックコアに二線（単相交流或いは直流）、三線（３相交流）、または多重の入力巻線を同じ方向に設けて各巻線に異なる方向の電流（ノーマルモード電流）が流れる場合、互いに磁束を相殺し、同じ方向の電流（コモンモード電流）が流れる場合、一般的なインダクタで作用するコモンコードインダクタである。ここに負荷の巻線(60)を反対方向に設けて増幅器(61)の入力にする。増幅器の出力は出力端キャパシタ(Cc) を介して大地に接地されている。増幅器の電源は別途の直流電源(vｃ) が用いられる。増幅器電源(vｃ)と主電源(vs)の間に設けられるカップリングキャパシタ(C0) は低い周波数信号に対しては回路が断絶されて主電源(vs)を分離し、高い周波数信号では回路が連結されるようにする。 【００１８】 さらに詳細に説明すると、LCM はコモンモード電流が流れる場合にのみインダクタで作用し、コモンモード電流に比例する磁束がマグネチックコアに形成される。この磁束は反対方向に設けられた付加巻線に起電力を誘起させて、誘起された起電力はトランスーコンダクタンス増幅器を駆動させる。増幅器の出力はコモンモード電流による補償電流を出力端キャパシタ(Cc) を介して供給することになる。 【００１９】 一方、カップリングキャパシタ(C0) は高い周波数でシステムとフィルタの電源端の間を短絡させて高い周波数で漏洩電流の閉回路を構成することになる。また、インダクタ(LCM )は高い周波数で電源からのインピーダンスを増加させて、結局、システムにより発生された高い周波数のコモンモード電流はカップリングキャパシタ(C0) 、増幅器、出力端キャパシタ(Cc) を通じてシステム内部にのみ循環することになり、電源(vs) から流入される漏洩電流の量は減少することになる。」 エ 「【００２０】 図７乃至図11は、上述した本発明による能動形EMIフィルタの具体的な具現例を図示したものである。 【００２１】 図７は、本発明による能動形EMIフィルタの具現例として単相交流機器または直流機器のフィルタの例である。即ち、図7は単相交流または直流機器の入力端に本発明による能動形EMIフィルタを装着した例である。インダクタLCMが電源入力と機器の間に設けられ、カップリングキャパシタ(C0) が機器入力端に連結されており、機器は大地に接地されている。本発明によるフィルタはインダクタLCMを介して流れるコモンモード漏洩電流を検出して増幅器をしてカップリングキャパシタ(C0) 、出力端キャパシタ(Cc)を介して反対方向の補償電流を発生させて機器の接地と考案された回路の間にのみ漏洩電流が循環するようにし、電源からの漏洩電流の流入を抑制する。カップリングキャパシタ(C0) は機器入力の電源端電源と増幅器の電源電圧の間に、低い周波数では高いインピーダンスを提供して増幅器電源を入力電源と分離し、高い周波数では低いインピーダンスを提供して漏洩電流の閉回路を構成するようにする。」 オ 「【００２８】 図13は、本実験で用いられた本発明による能動形コモンモードEMIフィルタである。実験対象システムの定数及び運転条件は次の表１の通りである。 【００２９】 【表１】 ［図：0001394017000001.jpg］ 【００３０】 図13に図示された本発明による能動形コモンモードEMIフィルタにおいては、電源電流リップルを感知するリップル電流を除去する技法に基づいており、フィルタ回路で生じる相遅延を最小化するために単一ステージプッシュープル増幅器を使用し、増幅器の電源として12Ｖの直流電圧を使用した。」 カ 「【図１】 ［図：0001394017000002.jpg］ 」 キ 「【図５ａ】 ［図：0001394017000003.jpg］ 」 ク 「【図５ｂ】 ［図：0001394017000004.jpg］ 」 ケ 「【図５ｃ】 ［図：0001394017000005.jpg］ 」 コ 「【図６】 ［図：0001394017000006.jpg］ 」 サ 「【図７】 ［図：0001394017000007.jpg］ 」 シ 「【図８】 ［図：0001394017000008.jpg］ 」 ス 「【図９】 ［図：0001394017000009.jpg］ 」 セ 「【図１０】 ［図：0001394017000010.jpg］ 」 （２）引用発明 ア 甲第１号証の上記（１）エ、図７（上記（１）サ）には、能動型EMIフィルタを直流機器の入力端に装着した装置が記載され、また、直流機器が直流電源に接続されていることは明らかである。 ここで、一般に（例えば、上記（１）イ、図１（上記（１）カ）、図５ｃ（上記（１）ケ）等参照）、能動型EMIフィルタは、直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路に装着し、負荷機器から大地に流れる漏洩電流を相殺する逆位相の電流を供給する回路である。してみると、図７における直流機器は、直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路を含んでいるといえる。 してみると、甲第１号証には、“直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、インバータ回路の入力端に装着される能動型EMIフィルタとからなり、能動型EMIフィルタが負荷機器から大地に流れる漏洩電流を相殺する逆位相の電流を供給する装置”が記載されているといえる。 イ 甲第１号証の上記（１）ウの段落【００１７】には図６の能動型EMIフィルタの「LCM」に関して、「LCMは電源(vs)の形態によりマグネチックコアに二線（単相交流或いは直流）、三線（３相交流）、または多重の入力巻線を同じ方向に設けて各巻線に・・・同じ方向の電流（コモンモード電流）が流れる場合、一般的なインダクタで作用するコモンコードインダクタである」こと、さらに、図６の能動型EMIフィルタに関して、「ここに負荷の巻線(60)を反対方向に設けて増幅器(61)の入力にする。増幅器の出力は出力端キャパシタ(Cc) を介して大地に接地されている」ことが記載され、また、段落【００１８】には、「さらに詳細に説明すると、LCM はコモンモード電流が流れる場合にのみインダクタで作用し、コモンモード電流に比例する磁束がマグネチックコアに形成される。この磁束は反対方向に設けられた付加巻線に起電力を誘起させて、誘起された起電力はトランスーコンダクタンス増幅器を駆動させる。増幅器の出力はコモンモード電流による補償電流を出力端キャパシタ(Cc) を介して供給することになる」と記載されている。 してみると、甲第１号証には、“能動型EMIフィルタは、マグネチックコアに電源(vs)の形態に合わせた多重の入力巻線が同じ方向に設けられたものであるインダクタLCMに、コモンモード電流（各巻線に同じ方向の電流）が流れる場合にのみインダクタとして作用し、コモンモード電流に比例する磁束をマグネチックコアに形成し、この磁束が反対方向に設けられた付加巻線に起電力を誘起し、誘起した起電力で増幅器が駆動され、増幅器の出力がコモンモード電流による補償電流として出力端キャパシタ(Cc) を介して大地に出力する”ことが記載されているといえる。 また、上記（１）エによれば、図７（上記（１）サ）のものは図６（上記（１）コ）の能動形EMIフィルタを直流機器のフィルタとした具体的な具現例であるから、図７における「LCM」では、図６の「マグネチックコア」の「電源(vs)の形態に合わせた多重の入力巻線」が、「２重の入力巻線」になっているものと認められる。 してみると、甲第１号証には、“能動型EMIフィルタは、マグネチックコアに２重の入力巻線が同じ方向に設けられたものであるインダクタLCMに、コモンモード電流（各巻線に同じ方向の電流）が流れる場合にのみインダクタとして作用し、コモンモード電流に比例する磁束をマグネチックコアに形成し、この磁束が反対方向に設けられた付加巻線に起電力を誘起し、誘起した起電力で増幅器が駆動され、増幅器の出力がコモンモード電流による補償電流として出力端キャパシタ(Cc) を介して大地に出力”することが記載されている。 ウ 図７（上記（１）サ）によれば、“増幅器は、共通接続されたベースと共通接続されたエミッタを有するｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタで構成されている”ことが看取できる。 エ 甲第１号証の上記（１）ウの段落【００１７】には図６の能動型EMIフィルタに関して、「増幅器の電源は別途の直流電源(vｃ) が用いられる」と記載され、そして、図６の能動型EMIフィルタを具体化した図７においては、“「直流電源(vｃ)」に対応するのは、「直流電源(vｆｓ)」である”ことが看取できる。 また、甲第１号証の上記（１）ウの段落【００１７】には図６の能動型EMIフィルタに関して、“増幅器電源(vｃ)と主電源(vs)の間にカップリングキャパシタ(C0)が設けられる”ことが記載され、図７によれば、増幅器の「直流電源(vｆｓ)」と主電源の間にはコンデンサが設けられており、図６の「カップリングキャパシタ(C0)」に対応するものと認められる。 したがって、甲第１号証には、“増幅器の電源は別途の直流電源(vｆｓ) が用いられ、増幅器電源(vｆｓ)と主電源(vs)の間にカップリングキャパシタ(C0)が設けられる”ことが記載されているといえる。 オ 上記ア乃至エの記載内容からすると、上記甲第１号証には次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。 「直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、インバータ回路の入力端に装着される能動型EMIフィルタとからなり、能動型EMIフィルタが負荷機器から大地に流れる漏洩電流を相殺する逆位相の電流を供給する装置において、 能動型EMIフィルタは、マグネチックコアに２重の入力巻線が同じ方向に設けられたものであるインダクタLCMに、コモンモード電流（各巻線に同じ方向の電流）が流れる場合にのみインダクタとして作用し、コモンモード電流に比例する磁束をマグネチックコアに形成し、この磁束が反対方向に設けられた付加巻線に起電力を誘起し、誘起した起電力で増幅器が駆動され、増幅器の出力がコモンモード電流による補償電流として出力端キャパシタ(Cc) を介して大地に出力し、 増幅器は、共通接続されたベースと共通接続されたエミッタを有するｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタで構成され、 増幅器の電源は別途の直流電源(vｆｓ) が用いられ、増幅器電源(vｆｓ)と主電源(vs)の間にカップリングキャパシタ(C0)が設けられる、 装置。」 ２ 甲第２号証 （１）甲第２号証の記載事項 甲第２号証には、図面とともに以下の各記載がある。 ア 「【００１６】 以下、この先願発明の概要を説明する。 図１１において、１０は位相が９０度異なる二相のアナログ信号を出力するエンコーダ、２０は電源線、信号線、接地線からなるケーブル、３１０はエンコーダ１０の出力信号を処理してエンコーダ１０の異常やケーブル２０を含む配線系統の異常を検出する制御装置である。 【００１７】 エンコーダ１０は、電動機出力軸等の回転体の回転により、位相が９０度異なる二つの相対的な位置検出信号（Ａ相信号及びＢ相信号）を発生する光学センサを備え、Ａ相信号及びＢ相信号は、コンプリメンタリ構成のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベースにそれぞれ入力されている。 一方のトランジスタＴｒ１のコレクタは電源端子Ｖｃ（電源電圧もＶｃと表記する）に接続され、他方のトランジスタＴｒ２のコレクタはグランド端子Ｍに接続されている。また、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２同士の接続点は、制限抵抗Ｒ１を介してＡ相信号端子Ａ、Ｂ相信号端子Ｂにそれぞれ接続される。 【００１８】 エンコーダ１０には、制御装置３１０からケーブル２０を介して電源電圧Ｖｃが供給されており、エンコーダ１０の各部の電気信号は制御装置３１０と共通の電位を基準としている。なお、制御装置３１０内の電源回路は図示を省略する。 通常は、ノイズによる影響を防ぐために、図１１におけるＡ相信号端子Ａ、Ｂ相信号端子Ｂ等でフォトカプラや絶縁アンプによりエンコーダ１０と制御装置３１０とを電気的に絶縁することがあるが、ここでは、説明を簡単にするためにエンコーダ１０と制御装置３１０とを同電位としている。 【００１９】 次に、制御装置３１０において、電源端子Ｖｃ、Ａ相信号端子Ａ、グランド端子Ｍの相互間、及び、電源端子Ｖｃ、Ｂ相信号端子Ｂ、グランド端子Ｍの相互間には、バイアス発生手段としての分圧抵抗Ｒｘ，Ｒｙがそれぞれ接続されている。 エンコーダ１０から出力されるＡ相信号が「Ｈ」レベル（トランジスタＴｒ１がオンし、トランジスタＴｒ２がオフしている状態）の場合、制御装置３１０により検出されるＡ相信号端子Ａのアナログ電圧Ｖａｄｅｔ（図１１におけるアナログ信号ＳｉｇＡａｎａの電圧に相当）は、トランジスタＴｒ１のオン電圧降下を無視すると、数式１によって表される。 【００２０】 【数１】 ［図：0001394017000011.jpg］ 【００２１】 一方、Ａ相信号が「Ｌ」レベル（トランジスタＴｒ１がオフし、トランジスタＴｒ２がオンしている状態）の場合、Ａ相信号端子Ａのアナログ電圧Ｖａｄｅｔは、トランジスタＴｒ２のオン電圧降下を無視すると、数式２によって表される。 【００２２】 【数２】 ［図：0001394017000012.jpg］ 【００２３】 すなわち、エンコーダ１０に故障がなくケーブル２０に断線や短絡、地絡等がない正常時には、図１２に示すように、アナログ電圧Ｖａｄｅｔとして、Ａ相信号が「Ｈ」レベルの時には、電源電圧Ｖｃからバイアス分を減算したアナログハイレベル（Ｒｙ・Ｖｃ／（Ｒ１＋Ｒｙ）が検出される。また、Ａ相信号が「Ｌ」レベルの時には、グランド電圧にバイアス分を加算したアナログローレベル（Ｒ１・Ｖｃ／（Ｒ１＋Ｒｘ））が検出される。 なお、数式１，２は、Ｂ相信号端子Ｂのアナログ電圧についても同様に成立する。」 イ 「【図１１】 ［図：0001394017000013.jpg］ 」 ウ 「【図１２】 ［図：0001394017000014.jpg］ 」 ３ 甲第３号証 （１）甲第３号証の記載事項 甲第３号証には、図面とともに以下の各記載がある。 ア 「ここで、第１図における減電圧回路を従来例の回路（第５図）と比較すると、従来（第５図）は直流電圧＋B2の端子44と出力段トランジスタ50の間に、抵抗53とコンデンサ54の並列回路と抵抗52とを直列に接続する構成であったが、本発明の第１図では直流電圧＋B2の端子44と基準電位点との間挙に抵抗64とコンデンサ65による電圧分割回路（ブリーダー回路）を設け、抵抗64とコンデンサ65の接続点を抵抗52を介して出力段トランジスタ50のエミッタに接続している。従って、減電圧用平滑コンデンサ65の両端電圧即ち出力段トランジスタ50,51に供給される電圧は抵抗64の抵抗値の選定によって比較的容易に変えることができ、出力段トランジスタ50,51に供給される電圧を低めに設定可能である。出力段トランジスタ50,51のベースバイアス電圧は分圧抵抗45を介して減電圧回路から供給されるため第５図に比べて相対的に電源電圧を下げたことになる。その分出力段トランジスタ50,51のエミッタ・コレクタ間の電圧を下げることができる。これに対して、従来例（第５図）では、抵抗53と平滑コンデンサ54の並列回路と抵抗52は前述したとおりトランジスタ50のベース電圧に対してエミッタ電圧を逆方向バイアスするように動作する、つまり、単にクリップ機能を得るに過ぎない。トランジスタ51のコレクタに供給される電圧についても同様である。」（公報４頁左欄１８－４０行） イ 「【第１図】 ［図：0001394017000015.jpg］ 」 ４ 甲第４号証 （１）甲第４号証の記載事項 甲第４号証には、図面とともに以下の各記載がある。 ア 「【図１】 ［図：0001394017000016.jpg］ 」 ５ 甲第５号証 （１）甲第５号証の記載事項 甲第５号証には、図面とともに以下の各記載がある。 ア 「【図３６】 ［図：0001394017000017.jpg］ 」 ６ 甲第６号証 （１）甲第６号証の記載事項 甲第６号証には、図面とともに以下の各記載がある。 ア 「【００５２】 この実施形態におけるトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作電圧（コレクタ－エミッタ間電圧）はコンデンサＣ０のリプル電圧相当でよく、一般的な電力変換装置では数［Ｖ］～数１０［Ｖ］の値となる。従って、仮にトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作電圧を数１０［Ｖ］とした場合には、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２のツェナー電圧を（インバータ回路３の直流電圧Ｖｄｃ－数１０［Ｖ］）に設定すれば、第１実施形態と同様に低耐圧のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を使用しながらノイズ補償電流ｉＣ２を流すことができる。 【００５３】 なお、図４（ａ），（ｂ）は、ノイズ補償電流供給回路における直流定電圧源としてのツェナーダイオードの他の接続例を示している。 前述した第１実施形態、第２実施形態では、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の両方にツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２を接続しているが、図４（ａ）に示すようにトランジスタＴｒ２のみにツェナーダイオードＺＤ２を接続するか、または、図４（ｂ）に示すようにトランジスタＴｒ１のみにツェナーダイオードＺＤ１を接続する構成であってもよい。」 イ 「【００５５】 上記実施形態において、インバータ回路３の半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６としてＩＧＢＴの代わりにバイポーラトランジスタを用い、ノイズ補償電流供給回路６Ａ，６Ｂの電流制御素子としてバイポーラトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の代わりにＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いても良い。 また、一方向のノイズ電流ｉＣのみを低減させれば足りる場合には、ノイズ補償電流供給回路６Ａ，６ＢにおいてトランジスタＴｒ１、ツェナーダイオードＺＤ１のみ、または、トランジスタＴｒ２、ツェナーダイオードＺＤ２のみを設ければ良い。 更に、ノイズ補償電流供給回路６Ａ，６Ｂ内の直流定電圧源は、ツェナーダイオード以外に直流電源でも良い。」 ウ 「【図３】 ［図：0001394017000018.jpg］ 」 ７ 甲第７号証 （１）甲第７号証の記載事項 甲第７号証には、図面とともに以下の各記載がある。 ア 「【特許請求の範囲】 【請求項 1】 電位の異なる電源線の間に、ｐｎｐトランジスタ及びｎｐｎトランジスタをそれぞれエミッタフォロアとなるようコンプリメンタリに接続し、前記ｐｎｐトランジスタのエミッタと前記ｎｐｎトランジスタのエミッタの間に出力を設け、 前記ｐｎｐトランジスタ及びｎｐｎトランジスタのベース・エミッタ間のビルトイン電圧を補償して、入力と前記出力の電位差が等しくなるよう前記ｐｎｐトランジスタ及びｎｐｎを動作させるよう、ビルトイン電圧補償用のデバイスを前記ｐｎｐトランジスタ及びｎｐｎの各々のベースと前記入力の間に接続し、 前記ｐｎｐトランジスタ及びｎｐｎトランジスタの各々のベースと前記各々の電源線の間に抵抗体を接続し、 前記入力と前記出力の電位差が、前記ビルトイン電圧補償用のデバイスで補償されて前記ｐｎｐトランジスタ及びｎｐｎが動作する電圧よりも大きな、所定のビルトイン電圧が追加された電圧を超えると、前記ｐｎｐトランジスタと前記ｎｐｎトランジスタのうちの対応するベース電流を増加させるように動作するトランジスタを、前記抵抗体の各々に並列に接続するバッファ回路。」 イ 「【００１４】 【発明の実施の形態】 以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施例を説明する全図において、同一の機能を有するものには同一の符号をつける。 （実施例１） 図１を用いて第１の実施例の回路構成を説明する。それぞれ電位の異なる電源線９０と電源線９１の間に、ＮＰＮ型のトランジスタ１とＰＮＰ型のトランジスタ２をエミッタフォロアの形で、コンプリメンタリに接続する。電源線９０の方が電源線９１より電位が高い。トランジスタ１のベースとバッファ回路の入力６０の間はビルトイン補償用ダイオード３を介して接続する。同様に、トランジスタ２のベースと入力６０の間もビルトイン補償用ダイオード４を経由して接続する。さらに、トランジスタ１のベースは抵抗体７を介して電源線９０に接続される。抵抗体７には並列にＮＰＮ型のスピードアップトランジスタ９が接続され、トランジスタ９のベースは入力６０に接続される。トランジスタ２のベースは抵抗体８を介して電源線９１に接続される。抵抗体８には並列にＰＮＰ型のスピードアップトランジスタ１０が接続され、トランジスタ１０のベースは入力に接続される。一方、トランジスタ１とトランジスタ２の各エミッタ間は出力に接続され、出力には容量性負荷８１を接続する。 【００１５】 次に、動作について説明する。 【００１６】 まず、入力６０の電位が出力６１の電位より高くなった状況を想定する。入力６０の電位が出力６１の電位より高くなると、トランジスタ１及びスピードアップトランジスタ９はオン状態、トランジスタ２とスピードアップトランジスタ１０はオフ状態となる。抵抗体７の抵抗値が大きくても、スピードアップトランジスタ９を経由してトランジスタ１に豊富にベース電流が供給されるので、トランジスタ１を経由して大電流により急速に容量性負荷８１を充電でき、出力６１の電位を入力６０の電位に瞬時に制御することが可能である。次に、入力６０の電位が出力６１の電位より低くなった状況を想定する。トランジスタ２とスピードアップトランジスタ１０はベース電位がエミッタ電位よりも低いのでオン状態となり、トランジスタ１及びスピードアップトランジスタ９はオフ状態となる。抵抗体８の抵抗値が大きくても、スピードアップトランジスタ１０を経由してトランジスタ２に豊富にベース電流が供給されるので、トランジスタ２を経由して大電流により急速に容量性負荷８１の電荷を放電でき、出力６１の電位を入力６０の電位に瞬時に制御することが可能である。 【００１７】 一方、入力６０と出力６１の電位差が小さい時（入力６０と出力６１の電位差がトランジスタ９もしくはトランジスタ１０のベース－エミッタ間のビルトイン電圧より小さい時）は、スピードアップトランジスタ９とスピードアップトランジスタ１０はオフ状態となるので、電源線９０からダイオード３とダイオード４を経由して電源線９０に流れる電流は、抵抗体７と抵抗体８を経由するごくわずかな電流である為、発生する損失も少ない。また、ごくわずかではあるが、電源線９１から抵抗体７，ダイオード３，ダイオード４，抵抗体８を経由して電源線９１に流れる電流が存在するので、ダイオード３やダイオード４のインピーダンスがトランジスタ９やトランジスタ１０のベース・エミッタ間のインピーダンスより小さくなるので、ダイオード３やダイオード４のビルトイン電圧がトランジスタ１及びトランジスタ２のベース－エミッタ間電圧のビルトイン電圧を補償して、入力６０の電位と出力６１の電位を極めて小さい誤差の範囲内にそろえることができる。 （実施例２） 図７を用いて第２の実施例の回路構成を説明する。それぞれ電位の異なる電源線９０と電源線９１の間に、トランジスタ１とトランジスタをエミッタフォロアの形で、コンプリメンタリに接続する。電源線９０の方が電源線９１より電位が高い。トランジスタ１のベースと入力の間は、ビルトイン補償用トランジスタ５のエミッタとベースを介して接続する。ビルトイン補償用トランジスタ５のコレクタは電源線９１に接続される。同様に、トランジスタ２のベースと入力の間もビルトイン補償用トランジスタ６のエミッタとベースを経由して接続する。ビルトイン補償用トランジスタ６のコレクタは電源線９０に接続される。さらに、トランジスタ１のベースは抵抗体７を介して電源線９０に接続される。抵抗体７には並列にスピードアップトランジスタ９が接続され、トランジスタ９のベースは入力に接続される。トランジスタ２のベースは抵抗体８を介して電源線９１に接続される。抵抗体８には並列にスピードアップトランジスタ１０が接続され、トランジスタ１０のベースは入力に接続される。」 ウ 「【図１】 ［図：0001394017000019.jpg］ 」 第５ 当審の判断 １ 申立理由について （１）本件発明１の進歩性についての判断 ア 対比 本件発明１と引用発明とを対比する。 Ａ 引用発明の「インバータ回路」は、本件発明１の「インバータ回路」に相当する。 また、通常、インバータ回路は、直流電圧をスイッチングにより任意の周波数の交流電圧に変換して負荷に供給するものである。 してみると、引用発明の「直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、インバータ回路の入力端に装着される能動型EMIフィルタとからなり、能動型EMIフィルタが負荷機器から大地に流れる漏洩電流を相殺する逆位相の電流を供給する装置」は、本件発明１の「直流電源から供給される直流電圧をインバータ回路のスイッチングにより任意の周波数の交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置」に相当する。 Ｂ 引用発明の「能動型EMIフィルタ」は、「負荷機器から大地に流れる漏洩電流を相殺する逆位相の電流を供給する」ものであって、「マグネチックコアに２重の入力巻線が同じ方向に設けられたものであるインダクタLCMに、コモンモード電流（各巻線に同じ方向の電流）が流れる場合にのみインダクタとして作用し、コモンモード電流に比例する磁束をマグネチックコアに形成し、この磁束が反対方向に設けられた付加巻線に起電力を誘起し、誘起した起電力で増幅器が駆動され、増幅器の出力がコモンモード電流による補償電流として出力端キャパシタ(Cc) を介して大地に出力」するものであり、ここで、「コモンモード電流（各巻線に同じ方向の電流）」がいわゆるコモンモードノイズであって「負荷機器から大地に流れる漏洩電流」であることは明らかであるから、引用発明の「能動型EMIフィルタ」は、負荷機器から大地に流れる漏洩電流をインダクタLCM及び付加巻線で検出し、漏洩電流を打ち消すように、当該漏洩電流とは逆相の補償電流を増幅器から大地に出力するものといえる。 してみると、引用発明の「インダクタLCM及び付加巻線」は、本件発明１の「コモンモードコイル」に相当し、さらに、引用発明の「能動型EMIフィルタ」は、本件発明１の「漏れ電流を打ち消すように、当該漏れ電流とは逆相の補償電流を流すための補償電流供給回路」に相当する回路を有するものであって、引用発明の「能動型EMIフィルタ」は、本件発明１の「前記負荷からグランドに流れる漏れ電流を検出するためのコモンモードコイルと、前記漏れ電流を打ち消すように、当該漏れ電流とは逆相の補償電流を流すための補償電流供給回路を有するアクティブＥＭＩフィルタ回路」に相当する。 Ｃ 引用発明の「能動型EMIフィルタ」の「増幅器」の「ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタ」は、「共通接続されたベースと共通接続されたエミッタを有する」ものであって、また、増幅器の「共通接続されたベースと共通接続されたエミッタを有する」極性の違うトランジスタが、いわゆるコンプリメンタリトランジスタであることは明らかであるから、引用発明の「ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタ」は、本件発明１の「共通接続されたベースと共通接続されたエミッタを有するコンプリメンタリトランジスタ」に相当する。 Ｄ 引用発明の「直流電源(vｆｓ)」は、「増幅器の電源」であり、「ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタ」に全体に電圧を印加するものである。 一方、本件発明1の「抵抗分圧回路」は、「前記コンプリメンタリトランジスタを構成する各トランジスタのエミッタ－コレクタ間にそれぞれ印加する」電圧を、「前記直流電源」の電圧からそれぞれ「分圧」し、それぞれに印加するものである。 また、引用発明の「直流電源(vｆｓ)」は、「別途」の電源であり、「インバータ回路」に供給される「直流電源」とは「別途」のものであるが、「直流電源」を分圧したものではない。 してみると、引用発明の「直流電源(vｆｓ)」と、本件発明１の「前記直流電源を分圧して前記コンプリメンタリトランジスタを構成する各トランジスタのエミッタ－コレクタ間にそれぞれ印加するための抵抗分圧回路」とは、後記の点で相違するものの、“前記直流電源とは異なる電圧を前記コンプリメンタリトランジスタを構成するトランジスタに印加するための回路”の点では共通する。 Ｅ 引用発明の「カップリングキャパシタ(C0)」は、「増幅器電源(vｆｓ)と主電源(vs)の間」に設けられるものであって、そして、「増幅器電源(vｆｓ)」は、「ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタ」間に電圧を印加するものであり、「ｎｐｎトランジスタ」のコレクタと「ｐｎｐトランジスタ」のコレクタ間に接続されているといえ、「主電源(vs)」は「インバータ回路」に供給される直流電源であることは明らかであるから、引用発明の「カップリングキャパシタ(C0)」は、「インバータ回路」に供給される直流電源と「ｎｐｎトランジスタ」のコレクタ及び「ｐｎｐトランジスタ」のコレクタ間にそれぞれ接続されているといえる。 したがって、引用発明の「カップリングキャパシタ(C0)」は、本件発明１の「前記直流電源と前記各トランジスタのコレクタ間にそれぞれ接続されたカップリングコンデンサ」に相当する。 Ｆ そして、上記Ｃ－Ｅで検討した、引用発明の「ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタ」、「直流電源(vｆｓ)」、「カップリングキャパシタ(C0)」は、上記Ｂで検討した、引用発明における本件発明１の「漏れ電流を打ち消すように、当該漏れ電流とは逆相の補償電流を流すための補償電流供給回路」に相当する回路を構成していることは明らかである。 したがって、本件発明１と引用発明との間には、以下の一致点と相違点とがある。 〈一致点〉 「直流電源から供給される直流電圧をインバータ回路のスイッチングにより任意の周波数の交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置において、 前記負荷からグランドに流れる漏れ電流を検出するためのコモンモードコイルと、前記漏れ電流を打ち消すように、当該漏れ電流とは逆相の補償電流を流すための補償電流供給回路を有するアクティブＥＭＩフィルタ回路を備え、 前記補償電流供給回路は、共通接続されたベースと共通接続されたエミッタを有するコンプリメンタリトランジスタと、 前記直流電源とは異なる電圧を前記コンプリメンタリトランジスタを構成するトランジスタに印加するための回路、 前記直流電源と前記各トランジスタのコレクタ間にそれぞれ接続されたカップリングコンデンサを有することを特徴とする電力変換装置。」 ＜相違点＞ 「前記直流電源とは異なる電圧」が、本件発明１では、「前記直流電源を分圧し」たものであって、さらに、「印加するための回路」が「前記コンプリメンタリトランジスタを構成する各トランジスタのエミッタ－コレクタ間にそれぞれ印加するための抵抗分圧回路」であるのに対して、引用発明では、「別途の直流電源(vｆｓ)」であって、さらに、「ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタ」の全体に印加する回路である点。 イ 判断 上記相違点について検討する。 甲第２－７号証の記載によれば、装置の主電源の電圧を抵抗で分圧することで、装置を構成する回路に主電源の電圧より低い電圧を供給することは周知の技術と認められるが、上記相違点に係る構成のように、主電源から、コンプリメンタリトランジスタを構成する各トランジスタのエミッタ－コレクタ間にそれぞれ印加するためのそれぞれの電圧を分圧することが周知の技術であったとは認められない。そして、上記相違点に係る構成は、当業者にとって自明のものでもない。 したがって、本件発明１は、甲第１号証に記載された発明、及び甲第２－７号証に記載の周知の技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。 ウ 異議申立人の主張について 異議申立人は、上記相違点に係る構成について、甲第２号証及び甲第３号証に記載されている旨主張するが、両書証には、上記相違点に係る構成、すなわち、主電源から、コンプリメンタリトランジスタを構成する各トランジスタのエミッタ－コレクタ間にそれぞれ印加するためのそれぞれの電圧を分圧することまでは開示されていない。また、異議申立人の主張する甲第４－７号証に記載された周知技術を踏まえても、上記相違点に係る構成を、当業者が容易に想到し得たものということはできない。 したがって、異議申立人の主張はいずれも採用できない。 （２）本件発明２の進歩性についての判断 本件発明２は請求項１を引用するものであって、本件発明１の発明特定事項をすべて含みさらに他の発明特定事項を追加して限定したものであるから、本件発明１についての判断と同様の理由により、本件発明２は、甲第１号証に記載された発明、及び甲第２－７号証に記載された技術事項に基づいて当業者が容易に発明することができたものではない。 ２ 当審が通知した取消理由について 当審において、請求項１に係る特許に対して通知した取消理由の要旨は、次のとおりである。 （１）取消理由１（進歩性） 請求項１に係る発明は、下記の引用文献１に記載の発明、及び引用文献２に記載された周知の技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法２９条２項の規定に違反してされたものである。 引用文献１：特表２００４－５３４５００号公報（甲第１号証） 引用文献２：特許第３０５８９００号公報（甲第３号証） （２）取消理由について 上記取消理由は、本件発明１が、特許異議の申立てに係る甲第１号証と甲第３号証とにより、当業者が容易に発明し得たものである、という趣旨のものであるが、これらの文献によっては、本件発明１の進歩性を否定できないことは、上記１（１）イのとおりであるから、本件特許の請求項１に係る特許は、当審が通知した取消理由によっては、取り消すことができない。 第６ むすび したがって、請求項１及び２に係る特許は、取消理由通知に記載した取消理由及び特許異議申立書に記載された特許異議申立理由によっては、取り消すことができない。 また、他に請求項１及び２に係る特許を取り消すべき理由を発見しない。 よって、結論のとおり決定する。