2021-700889

特許第６８４４７２５号発明「電力変換装置」の特許異議申立事件について、次のとおり決定する。

結 論 特許第６８４４７２５号の明細書、特許請求の範囲を訂正請求書に添付された訂正特許請求の範囲のとおり、訂正後の請求項〔１－１５、１８、２２、２３〕について訂正することを認める。 特許第６８４４７２５号の請求項１－４、６、８－１０、２２、２３に係る特許を維持する。 特許第６８４４７２５号の請求項５、７に係る特許についての特許異議の申立てを却下する。

理 由 第１ 手続の経緯 特許第６８４４７２５号の請求項１乃至２３に係る特許についての出願は、令和２年１月３０日（優先権主張 平成３１年１月３０日）の出願であって、令和３年３月１日にその特許権の設定登録がされ、令和３年３月１７日に特許掲載公報が発行された。 その特許についての本件特許異議の申し立ての経緯は、次のとおりである。 令和３年 ９月１５日 ：特許異議申立人 安孫子 勉（以下、「申立人」という。）による請求項１－１０、２２、２３に係る特許に対する特許異議の申立て 令和３年１２月２４日付け：取消理由通知書 令和４年 ３月 ４日 ：特許権者による意見書及び訂正請求書の提出 令和４年 ４月２６日 ：申立人による意見書の提出 令和４年 ６月 ７日付け：訂正拒絶理由通知書 令和４年 ７月１１日 ：特許権者による意見書及び手続補正書の提出 令和４年 ７月２９日付け：取消理由通知書（決定の予告） 令和４年１０月 ６日 ：特許権者による意見書及び訂正請求書の提出 令和４年１１月１５日 ：申立人による意見書の提出 なお、令和４年１０月６日に訂正の請求がなされたので、特許法第１２０条の５第７項の規定により、令和４年３月４日にされた訂正の請求は取り下げられたものとみなす。 第２ 訂正の適否についての判断 １ 訂正の趣旨及び内容 令和４年１０月６日にされた訂正請求（以下、「本件訂正請求」という。）は、特許第６８４４７２５号の特許請求の範囲を、訂正請求書に添付した訂正特許請求の範囲のとおり、訂正後の請求項１－１５、１８、２２、２３について訂正することを求めるものであり、その訂正の内容は、以下の訂正事項のとおりである（なお、下線は訂正部分を示す。）。 （１）訂正事項１ 特許請求の範囲の請求項１において、 「互いに直列に接続された抵抗（51）及び半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）と」 と記載されているのを、 「互いに直列に接続された抵抗（51）及びオンオフする半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）の上記半導体素子（52）のオンオフを制御する制御回路（60,70）と、」に訂正する（請求項１の記載を引用する請求項２－４、６、９－１５、１８、２２、２３も同様に訂正する）。 （２）訂正事項２ 特許請求の範囲の請求項５を削除する。 （３）訂正事項３ 特許請求の範囲の請求項６において、 「請求項１から請求項５のいずれか１項において、」 と記載されているのを、 「請求項１から請求項４のいずれか１項において、」に訂正する。 （４）訂正事項４ 特許請求の範囲の請求項７を削除する。 （５）訂正事項５ 特許請求の範囲の請求８において、 「互いに直列に接続された抵抗（51）及び半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）と、」 と記載されているのを、 「互いに直列に接続された抵抗（51）及びオンオフする半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）の上記半導体素子（52）のオンオフを制御する制御回路（60,70）と、」に訂正する（請求項８の記載を引用する請求項９－１５、１８、２２、２３も同様に訂正する）。 （６）訂正事項６ 特許請求の範囲の請求項９において、 「請求項１から請求項８のいずれか１項において、」 と記載されているのを、 「請求項１から請求項４、請求項６、及び請求項８のいずれか１項において、」に訂正する。 （７）訂正事項７ 特許請求の範囲の請求項１０において、 「請求項１から請求項８のいずれか１項において、」 と記載されているのを、 「請求項１から請求項４、請求項６、及び請求項８のいずれか１項において、」に訂正する。 （８）訂正事項８ 特許請求の範囲の請求項１１において、 「請求項１から請求項８のいずれか１項において、」 と記載されているのを、 「請求項１から請求項４、請求項６、及び請求項８のいずれか１項において、」に訂正する。 （９）訂正事項９ 特許請求の範囲の請求項１３において、 「請求項１から請求項１２のいずれか１項において、」 と記載されているのを、 「請求項１から請求項４、請求項６、及び請求項８から請求項１２のいずれか１項において、」に訂正する。 （１０）訂正事項１０ 特許請求の範囲の請求項２２において、 「請求項１から請求項２１のいずれか１項において、」 と記載されているのを、 「請求項１から請求項４、請求項６、及び請求項８から請求項２１のいずれか１項において、」に訂正する。 （１１）訂正事項１１ 特許請求の範囲の請求項２３において、 「請求項１から請求項２２のいずれか１つにおいて、」 と記載されているのを、 「請求項１から請求項４、請求項６、及び請求項８から請求項２２のいずれか１つにおいて、」に訂正する。 ２ 訂正要件についての判断 （１）一群の請求項について 訂正前の請求項２－４、６、９－１５、１８、２２、２３は請求項１を直接的又は間接的に引用しているものであって、訂正事項１によって記載が訂正される請求項１に連動して訂正されるものである。したがって、訂正前の請求項１－４、６、９－１５、１８、２２、２３に対応する訂正後の請求項１－４、６、９－１５、１８、２２、２３は、特許法第１２０条の５第４項に規定する一群の請求項である。 また、訂正前の請求項６、９－１５、１８、２２、２３は請求項５を直接的又は間接的に引用しているものであって、訂正事項２によって記載が訂正される請求項５に連動して訂正されるものである。したがって、訂正前の請求項５、６、９－１５、１８、２２、２３に対応する訂正後の請求項５、６、９－１５、１８、２２、２３は、特許法第１２０条の５第４項に規定する一群の請求項である。 また、訂正前の請求項９－１５、１８、２２、２３は請求項７を直接的又は間接的に引用しているものであって、訂正事項４によって記載が訂正される請求項７に連動して訂正されるものである。したがって、訂正前の請求項７、９－１５、１８、２２、２３に対応する訂正後の請求項７、９－１５、１８、２２、２３は、特許法第１２０条の５第４項に規定する一群の請求項である。 また、訂正前の請求項９－１５、１８、２２、２３は請求項８を直接的又は間接的に引用しているものであって、訂正事項５によって記載が訂正される請求項８に連動して訂正されるものである。したがって、訂正前の請求項８－１５、１８、２２、２３に対応する訂正後の請求項８－１５、１８、２２、２３は、特許法第１２０条の５第４項に規定する一群の請求項である。 したがって、共通する請求項９－１５、１８、２２、２３を有するこれらの「一群の請求項」は、請求項１－１５、１８、２２、２３からなる一群の請求項である。 （２）訂正の目的の適否、新規事項の有無、及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否 ア 訂正事項１について 訂正事項１は、訂正前の請求項１の「半導体素子（52）」を、「オンオフする半導体素子（52）」としてその動作を限定し、さらに、訂正前の請求項１の「上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）」を「上記過電圧保護回路（50）の上記半導体素子（52）のオンオフを制御する制御回路（60,70）」として制御の対象をより限定するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる「特許請求の範囲の減縮」を目的とするものである。 そして、本件特許の願書に添付した明細書（以下、単に「本件特許明細書」という。）の段落【００７８】には、「上記第２制御部（70）は、２つの設定器（72,73）と、２つの比較器（74,75）と、１つの判定器（76）とを有する。」と記載され、さらに、段落【００８２】には、「・・・。判定器（76）の出力端子は、半導体素子（52）の入力端子と接続され、判定器（76）が出力する動作信号（G_OVDPOR）は、半導体素子（52）に印加される。半導体素子（52）はオンまたはオフし、過電圧保護回路（50）は動作または動作を停止する。」と記載されている。 したがって、訂正事項１は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものであり、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項に適合するものである。 さらに、訂正事項１は実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものに該当せず、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項に適合するものである。 イ 訂正事項２について 訂正事項２は、請求項５を削除するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる「特許請求の範囲の減縮」を目的とするものである。 また、訂正事項２は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 ウ 訂正事項３について 訂正事項３は、訂正前の請求項６が請求項１－５の記載を引用する記載であるところ、訂正事項２による訂正前の請求項５の削除に伴って、引用する請求項を削除するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。 また、訂正事項３は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 エ 訂正事項４について 訂正事項４は、請求項７を削除するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる「特許請求の範囲の減縮」を目的とするものである。 また、訂正事項４は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 オ 訂正事項５について 訂正事項５は、訂正前の請求項８の「半導体素子（52）」を、「オンオフする半導体素子（52）」としてその動作を限定し、さらに、訂正前の請求項８の「上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）」を「上記過電圧保護回路（50）の上記半導体素子（52）のオンオフを制御する制御回路（60,70）」として制御の対象をより限定するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる「特許請求の範囲の減縮」を目的とするものである。 そして、本件特許明細書の段落【００７８】には、「上記第２制御部（70）は、２つの設定器（72,73）と、２つの比較器（74,75）と、１つの判定器（76）とを有する。」と記載され、さらに、段落【００８２】には、「・・・。判定器（76）の出力端子は、半導体素子（52）の入力端子と接続され、判定器（76）が出力する動作信号（G_OVDPOR）は、半導体素子（52）に印加される。半導体素子（52）はオンまたはオフし、過電圧保護回路（50）は動作または動作を停止する。」と記載されている。したがって、訂正事項５は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものであり、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項に適合するものである。 さらに、訂正事項５は実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものに該当せず、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項に適合するものである。 カ 訂正事項６について 訂正事項６は、訂正前の請求項９が請求項１－８の記載を引用する記載であるところ、訂正事項２、４による訂正前の請求項５、７の削除に伴って、引用する請求項を削除するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。 また、訂正事項６は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 キ 訂正事項７について 訂正事項７は、訂正前の請求項１０が請求項１－８の記載を引用する記載であるところ、訂正事項２、４による訂正前の請求項５、７の削除に伴って、引用する請求項を削除するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。 また、訂正事項７は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 ク 訂正事項８について 訂正事項８は、訂正前の請求項１１が請求項１－８の記載を引用する記載であるところ、訂正事項２、４による訂正前の請求項５、７の削除に伴って、引用する請求項を削除するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。 また、訂正事項８は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 ケ 訂正事項９について 訂正事項９は、訂正前の請求項１３が請求項１－１２の記載を引用する記載であるところ、訂正事項２、４による訂正前の請求項５、７の削除に伴って、引用する請求項を削除するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。 また、訂正事項９は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 コ 訂正事項１０について 訂正事項１０は、訂正前の請求項２２が請求項１－２１の記載を引用する記載であるところ、訂正事項２、４による訂正前の請求項５、７の削除に伴って、引用する請求項を削除するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。 また、訂正事項１０は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 サ 訂正事項１１について 訂正事項１１は、訂正前の請求項２３が請求項１－２２の記載を引用する記載であるところ、訂正事項２、４による訂正前の請求項５、７の削除に伴って、引用する請求項を削除するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。 また、訂正事項１１は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 （３）特許出願の際に独立して特許を受けることができることについて ア 訂正事項１について 本件においては、訂正前の請求項１－１０、２２、２３に対して特許異議の申立てがされているので、訂正前の請求項１に係る訂正事項１に関して訂正される、訂正後の請求項１－４、６、９、１０、２２、２３については、特許法第１２０条の５第９項で読み替えて準用する同法第１２６条第７項の独立特許要件は課されない。 一方、訂正前の請求項１に係る訂正事項１に関して訂正される、訂正後の請求項１１－１５、１８については、特許異議の申立ての対象となっていないので、独立特許要件が課されるため、以下検討する。 （ア）訂正後の請求項１１、１２について 訂正後の請求項１１に記載された発明において特定されている「上記制御回路（60,70）は、 上記スイッチング動作を停止中の上記インバータ回路（40）に上記コンデンサ（31）を介して印加される入力電圧が、第４所定値以上となった場合、上記半導体素子（52）をオンさせて上記過電圧保護回路（50）を動作させ、上記過電圧保護回路（50）の動作開始後、上記スイッチング動作を停止中の上記インバータ回路（40）における複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のうち、少なくとも１つをオフからオンに切り替える」ことは、申立人の提出した各証拠には記載も示唆もされておらず、当業者に自明のことでもないから、訂正後の請求項１１に係る発明および同項を引用する請求項１２に係る発明は、いずれも新規性および進歩性を有する発明である。また、他に訂正後の請求項１１および１２に係る発明について特許を受けることができないとする理由は見当たらない。 よって、訂正後の請求項１１および１２に係る発明は、特許出願の際に独立して特許を受けることができるものである。 （イ）訂正後の請求項１３－１５について 訂正後の請求項１３に記載された発明において特定されている「上記制御回路（60,70）は、上記過電圧保護回路（50）の動作中に、上記インバータ回路（40）の平均出力電力の絶対値が、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のすべてをオフにした場合に比べて小さくなるように、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のうちの少なくとも１つをオンさせるオン制御を実行する」ことは、申立人の提出した各証拠には記載も示唆もされておらず、当業者に自明のことでもないから、訂正後の請求項１３に係る発明および同項を引用する請求項１４、１５に係る発明は、いずれも新規性および進歩性を有する発明である。また、他に訂正後の請求項１３－１５に係る発明について特許を受けることができないとする理由は見当たらない。 よって、訂正後の請求項１３－１５に係る発明は、特許出願の際に独立して特許を受けることができるものである。 （ウ）訂正後の請求項１８について 訂正後の請求項１８に係る発明は、請求項１３から請求項１７を引用するものであるが、独立請求項である請求項１６、１７については訂正が行われていないことから、請求項１６、１７を引用する請求項１８も訂正が行われていない。そして、請求項１３－１５を引用する請求項１８に関して、上記（イ）で述べたように請求項１３－１５は、特許出願の際に独立して特許を受けることができるものであり、請求項１３－１５を引用する請求項１８も、同様に、特許出願の際に独立して特許を受けることができるものである。 イ 訂正事項２－４、６、７について 本件においては、訂正前の請求項１－１０、２２、２３に対して特許異議の申立てがされているので、訂正前の請求項５－７、９、１０に係る訂正事項２－４、６、７に関して訂正される、訂正後の請求項５－７、９、１０については、特許法第１２０条の５第９項で読み替えて準用する同法第１２６条第７項の独立特許要件は課されない。 ウ 訂正事項５について 本件においては、訂正前の請求項１－１０、２２、２３に対して特許異議の申立てがされているので、訂正前の請求項８に係る訂正事項５に関して訂正される、訂正後の請求項８－１０、２２、２３については、特許法第１２０条の５第９項で読み替えて準用する同法第１２６条第７項の独立特許要件は課されない。 一方、訂正前の請求項８に係る訂正事項５に関して訂正される、訂正後の請求項１１－１５、１８については、特許異議の申立ての対象となっていなかったため、独立特許要件が課されるところ、上記アで述べた理由と同じ理由により、訂正後の請求項１１－１５、１８は、独立特許要件を満たす。 エ 訂正事項８について 訂正事項８に関して訂正される訂正後の請求項１１については、特許異議の申立ての対象となっていなかったため、独立特許要件が課されるところ、上記ア（ア）で述べた理由と同じ理由により、訂正後の請求項１１は、独立特許要件を満たす。 オ 訂正事項９について 訂正事項９に関して訂正される訂正後の請求項１３については、特許異議の申立ての対象となっていなかったため、独立特許要件が課されるところ、上記ア（イ）で述べた理由と同じ理由により、訂正後の請求項１３は、独立特許要件を満たす。 カ 訂正事項１０、１１について 本件においては、訂正前の請求項１－１０、２２、２３に対して特許異議の申立てがされているので、訂正前の請求項２２、２３に係る訂正事項１０、１１に関して訂正される、訂正後の請求項２２、２３については、特許法第１２０条の５第９項で読み替えて準用する同法第１２６条第７項の独立特許要件は課されない。 ３ むすび 以上のとおりであるから、本件訂正請求による訂正は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第４項、同条第９項において準用する同法第１２６条第５項及び第６項、及び同条第９項で読み替えて準用する同法第１２６条第７項の規定に適合する。 よって、訂正後の請求項〔１－１５、１８、２２、２３〕について訂正することを認める。 第３ 当審の判断 １ 本件特許発明 本件訂正請求により訂正された請求項１－２３に係る発明（以下、それぞれ「本件特許発明１」－「本件特許発明２３」という。）は、訂正特許請求の範囲の請求項１－２３に記載された事項により特定される次のとおりのものである（なお、下線は訂正された箇所を示す。）。 「【請求項１】 交流電源（1）から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路（20）と、 複数のスイッチング素子（41a～46a）を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路（40）と、 上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）の間において上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路（20）の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路（40）の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ（31）と、 互いに直列に接続された抵抗（51）及びオンオフする半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）の上記半導体素子（52）のオンオフを制御する制御回路（60,70）と を備え、 上記コンデンサ（31）の容量をＣ、上記コンデンサ（31）の耐電圧をＶｃ１、上記スイッチング動作中のコンデンサ（31）のピーク電圧をＶｃ２、上記負荷に蓄えられる最大の磁気エネルギーをＥとした場合に、下式が成り立つことを特徴とする電力変換装置。 Ｃ（Ｖｃ１２－Ｖｃ２２）／２＜Ｅ 【請求項２】 請求項１において、 上記コンデンサ（31）の容量は、上記スイッチング素子（41a～46a）のスイッチング周期間における当該コンデンサ（31）の電圧変動を、該コンデンサ（31）の電圧の平均値の１／１０以下に抑えるように設定されていることを特徴とする電力変換装置。 【請求項３】 請求項１又は２において、 上記コンバータ回路（20）、上記インバータ回路（40）、上記過電圧保護回路（50）、及び上記制御回路（60,70）は、同一基板に実装されていることを特徴とする電力変換装置。 【請求項４】 請求項１から請求項３のいずれか１項において、 少なくとも上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）は、同一パッケージ（P1）内に収められている ことを特徴とする電力変換装置。 【請求項５】 （削除） 【請求項６】 請求項１から請求項４のいずれか１項において、 上記制御回路（60,70）は、上記インバータ回路（40）による負荷への電力供給を停止させるときに、上記過電圧保護回路（50）を動作させることを特徴とする電力変換装置。 【請求項７】 （削除） 【請求項８】 交流電源（1）から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路（20）と、 複数のスイッチング素子（41a～46a）を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路（40）と、 上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）の間において上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路（20）の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路（40）の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ（31）と、 互いに直列に接続された抵抗（51）及びオンオフする半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）の上記半導体素子（52）のオンオフを制御する制御回路（60,70）と を備え、 上記制御回路（60,70）は、上記コンデンサ（31）を含む回路で共振が発生する期間の一部において、上記過電圧保護回路（50）を動作させることを特徴とする電力変換装置。 【請求項９】 請求項１から請求項４、請求項６、及び請求項８のいずれか１項において、 上記制御回路（60,70）は、 上記インバータ回路（40）に上記コンデンサ（31）を介して印加される入力電圧が、第１所定値以上となった場合、上記半導体素子（52）をオンさせて上記過電圧保護回路（50）を動作させ、 上記過電圧保護回路（50）の動作開始後、上記インバータ回路（40）に印加される上記入力電圧が、第２所定値以下となった場合、上記半導体素子（52）をオフさせて上記過電圧保護回路（50）の動作を停止させ、 上記第２所定値は、上記第１所定値よりも低く設定されている ことを特徴とする電力変換装置。 【請求項１０】 請求項１から請求項４、請求項６、及び請求８のいずれか１項において、 上記制御回路（60,70）は、 上記インバータ回路（40）に上記コンデンサ（31）を介して印加される入力電圧が、第３所定値以上となった場合、上記半導体素子（52）をオンさせて上記過電圧保護回路（50）の動作を開始させ、 上記過電圧保護回路（50）が動作を開始してから所定時間経過した場合、上記半導体素子（52）をオフさせて上記過電圧保護回路（50）の動作を停止させる、 ことを特徴とする電力変換装置。 【請求項１１】 請求項１から請求項４、請求項６、及び請求８のいずれか１項において、 上記制御回路（60,70）は、 上記スイッチング動作を停止中の上記インバータ回路（40）に上記コンデンサ（31）を介して印加される入力電圧が、第４所定値以上となった場合、上記半導体素子（52）をオンさせて上記過電圧保護回路（50）を動作させ、 上記過電圧保護回路（50）の動作開始後、上記スイッチング動作を停止中の上記インバータ回路（40）における複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のうち、少なくとも１つをオフからオンに切り替える、 ことを特徴とする電力変換装置。 【請求項１２】 請求項１１において、 上記制御回路（60,70）は、上記スイッチング素子（41a～46a）の少なくとも１つをオンさせた後、上記過電圧保護回路（50）の上記半導体素子（52）をオフさせて上記過電圧保護回路（50）の動作を停止させる ことを特徴とする電力変換装置。 【請求項１３】 請求項１から請求項４、請求項６、及び請求項８から請求１２のいずれか１項において、 上記制御回路（60,70）は、上記過電圧保護回路（50）の動作中に、上記インバータ回路（40）の平均出力電力の絶対値が、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のすべてをオフにした場合に比べて小さくなるように、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のうちの少なくとも１つをオンさせるオン制御を実行することを特徴とする電力変換装置。 【請求項１４】 請求項１３において、 上記オン制御は、上記インバータ回路（40）の平均出力電力が略零となるように行われることを特徴とする電力変換装置。 【請求項１５】 請求項１３又は１４において、 上記オン制御は、上記インバータ回路（40）を零ベクトルの状態とするものであることを特徴とする電力変換装置。 【請求項１６】 交流電源（1）から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路（20）と、 複数のスイッチング素子（41a～46a）を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路（40）と、 上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）の間において上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路（20）の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路（40）の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ（31）と、 互いに直列に接続された抵抗（51）及び半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）と を備え、 上記制御回路（60,70）は、上記過電圧保護回路（50）の動作中に、上記インバータ回路（40）の平均出力電力の絶対値が、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のすべてをオフにした場合に比べて小さくなるように、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のうちの少なくとも１つをオンさせるオン制御を、上記スイッチング素子（41a～46a）のスイッチング周期において、上記インバータ回路（40）の出力電力が正と負に切り替えられ、かつ各スイッチング周期における上記インバータ回路（40）の平均出力電力が略零となるように実行することを特徴とする電力変換装置。 【請求項１７】 交流電源（1）から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路（20）と、 複数のスイッチング素子（41a～46a）を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路（40）と、 上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）の間において上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路（20）の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路（40）の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ（31）と、 互いに直列に接続された抵抗（51）及び半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）と を備え、 上記制御回路（60,70）は、上記過電圧保護回路（50）の動作中に、上記インバータ回路（40）の平均出力電力の絶対値が、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のすべてをオフにした場合に比べて小さくなるように、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のうちの少なくとも１つをオンさせるオン制御を、上記スイッチング素子（41a～46a）の複数の連続するスイッチング周期内において、上記インバータ回路（40）の出力電力が正と負に切り替えられ、かつ当該複数の連続するスイッチング周期内における上記インバータ回路（40）の平均出力電力が略零となるように実行することを特徴とする電力変換装置。 【請求項１８】 請求項１３から請求項１７のいずれか１項において、 上記オン制御は、上記インバータ回路（40）から上記コンデンサ（31）に流れる電流、及び上記コンデンサ（31）の電圧のうちの少なくとも一方に基づいて、上記スイッチング素子（41a～46a）を制御するスイッチング信号を制御するものであることを特徴とする電力変換装置。 【請求項１９】 交流電源（1）から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路（20）と、 複数のスイッチング素子（41a～46a）を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路（40）と、 上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）の間において上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路（20）の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路（40）の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ（31）と、 互いに直列に接続された抵抗（51）及び半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）と を備え、 上記制御回路（60,70）は、上記過電圧保護回路（50）の動作中に、上記インバータ回路（40）の平均出力電力の絶対値が、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のすべてをオフにした場合に比べて小さくなるように、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のうちの少なくとも１つをオンさせるオン制御を実行し、 上記オン制御中における上記スイッチング素子（41a～46a）のスイッチング周期は、上記負荷への電力供給中における上記スイッチング周期よりも短く設定されることを特徴とする電力変換装置。 【請求項２０】 交流電源（1）から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路（20）と、 複数のスイッチング素子（41a～46a）を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路（40）と、 上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）の間において上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路（20）の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路（40）の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ（31）と、 互いに直列に接続された抵抗（51）及び半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）と を備え、 上記制御回路（60,70）は、上記過電圧保護回路（50）の動作中に、上記インバータ回路（40）の平均出力電力の絶対値が、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のすべてをオフにした場合に比べて小さくなるように、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のうちの少なくとも１つをオンさせるオン制御を実行し、 上記負荷は、磁石モータであり、 上記オン制御中における上記負荷のｄ軸電流をＩｄ、上記負荷のｑ軸電流をＩｑ、上記負荷の磁石に不可逆減磁を起こすｄ軸電流の大きさの最小値をＩｍ、上記磁石の磁束をΦｍ、上記負荷のｄ軸インダクタンスをＬｄとした場合に、上記オン制御は、下式が成り立つように行われることを特徴とする電力変換装置。 （Ｉｄ＋Φｍ／Ｌｄ）２＋Ｉｑ２＜Ｉｍ２ 【請求項２１】 交流電源（1）から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路（20）と、 複数のスイッチング素子（41a～46a）を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路（40）と、 上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）の間において上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路（20）の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路（40）の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ（31）と、 互いに直列に接続された抵抗（51）及び半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）と を備え、 上記制御回路（60,70）は、上記過電圧保護回路（50）の動作中に、上記インバータ回路（40）の平均出力電力の絶対値が、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のすべてをオフにした場合に比べて小さくなるように、複数の上記スイッチング素子（41a～46a）のうちの少なくとも１つをオンさせるオン制御を実行し、 上記オン制御中における上記負荷のｄｑ軸電流ベクトルの大きさをＩｄｑ、上記負荷の磁石に不可逆減磁を起こすｄ軸電流の大きさの最小値をＩｍ、上記磁石の磁束をΦｍ、上記負荷のｄ軸インダクタンスをＬｄとした場合に、上記オン制御は、下式が成り立つように行われることを特徴とする電力変換装置。 Ｉｄｑ＜Ｉｍ－Φｍ／Ｌｄ 【請求項２２】 請求項１から請求項４、請求項６、及び請求項８から請求２１のいずれか１項において、 上記スイッチング素子（41a～46a）は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドを含むワイドバンドギャップ半導体を主材料とした素子である ことを特徴とする電力変換装置。 【請求項２３】 請求項１から請求項４、請求項６、及び請求項８から請求２２のいずれか１つにおいて、 上記半導体素子（52）は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドを含むワイドバンドギャップ半導体を主材料とした素子である ことを特徴とする電力変換装置。」 ２ 取消理由通知（決定の予告）に記載した取消理由について （１）取消理由の概要 令和４年７月２９日付けの取消理由通知（決定の予告）に記載した取消理由の概要は、次のとおりである。 ア （理由１）請求項１、３、４、６、２２、２３（いずれも当該請求項より前に記載した請求項を引用するものに限る。例えば、請求項６であれば、請求項１、１及び３、１及び４、１及び３及び４を引用するものに限る。）に係る発明は、本件特許出願前に日本国内又は外国において、頒布された下記の引用文献１に記載された発明又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった発明であって、特許法第２９条第１項第３号に該当するから、請求項１、３、４、６、２２、２３に係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものである。 イ （理由２）請求項７、８、２２、２３（いずれも当該請求項より前に記載した請求項を引用するものに限る。）に係る発明は、本件特許出願前に日本国内又は外国において、頒布された下記の引用文献１に記載された発明又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった発明に基いて、本件特許出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、請求項７、８、２２、２３に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。 ウ （理由３）本件特許は、特許請求の範囲の請求項７に記載の「上記交流電源（1）の電圧が急上昇した直後に上記コンデンサ（31）が充電される期間の一部」が具体的にどの期間を意味するのか不明確であるため、特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してされたものである。 ＜ 引 用 文 献 等 一 覧 ＞ 引用文献１：特開２０１４－１３１４４６号公報（甲第１号証） （２）引用文献の記載事項等 ア 引用文献１ （ア）引用文献１の記載事項 引用文献１には、以下の事項が記載されている。（下線は当審で付与した。以下同じ。） Ａ 「【発明が解決しようとする課題】 【０００８】 しかしながら、上述のように直流リンク部に比較的容量の小さいコンデンサを設けると、該直流リンク部に印加される電圧が、コンデンサの耐圧を超えやすくなる。そうなると、該コンデンサの耐用寿命が短くなってしまう虞がある。 【０００９】 また、上述のように直流リンク部に設けられるコンデンサの容量を小さくすると、該コンデンサに蓄積可能な電荷量が減少するため、直流リンク部の電圧が減少しやすくなる。その結果、モータを駆動させるのに十分な電力を供給できなくなる虞が生じる。 【００１０】 本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、コンバータ回路の出力に比較的小容量のコンデンサが並列に接続されている電力変換装置において、コンデンサの過剰な電圧上昇やモータへの電圧不足に起因して該電力変換装置の信頼性が損なわれるのを回避することである。」 Ｂ「【発明を実施するための形態】 【００４１】 以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。 【００４２】 《発明の実施形態１》 －全体構成－ 発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）は、図１に示すように、コンバータ回路（2）、直流リンク部（3）、ＲＣＤ回路（4）、直列回路（5）、インバータ回路（6）、及びコントローラ（10）を備えている。この電力変換装置（1）は、単相の交流電源（7）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、同期モータ（8）に供給する。なお、本実施形態１の同期モータ（8）は、三相交流モータであり、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するために用いられる。また、交流電源（7）には、リアクタ（7a）が直列に接続されている。 【００４３】 コンバータ回路（2）は、交流電源（7）に接続され、交流電源（7）が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路（2）は、複数（本実施形態では４つ）のダイオード（D1～D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1～D4）は、交流電源（7）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。 【００４４】 直流リンク部（3）は、第１コンデンサ（3a）を備えている。この第１コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）の出力に並列接続され、該第１コンデンサ（3a）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧（vdc））がインバータ回路（6）の入力ノードに接続されている。第１コンデンサ（3a）は、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。第１コンデンサ（3a）は、インバータ回路（6）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じる電圧の変動を平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、第１コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化するような静電容量を有さない、比較的小容量のコンデンサである。そのため、通常の負荷状態において、直流リンク部（3）が出力する直流リンク電圧（vdc）は、その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。この例では、交流電源（7）は単相交流電源なので、直流電圧（vdc）は、電源周波数（例えば５０Ｈｚ）の２倍の周波数で脈動する。 【００４５】 インバータ回路（6）は、入力ノードが直流リンク部（3）の第１コンデンサ（3a）に並列に接続され、直流リンク部（3）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続された同期モータ（8）に供給する。実施形態１のインバータ回路（6）は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（6）は、三相交流を同期モータ（8）に出力するので、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（6）は、直列に接続された２つのスイッチング素子を有するスイッチングレグを３つ備えている。各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれ同期モータ（8）の各相のコイル（図示省略）に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。インバータ回路（6）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、直流リンク部（3）から入力された直流リンク電圧（vdc）をスイッチングして三相交流電圧に変換し、同期モータ（8）へ供給する。このオンオフ動作の制御は、コントローラ（10）のインバータ回路制御部（13）が行う。 【００４６】 ＲＣＤ回路（4）は、コンバータ回路（2）の出力に並列に接続されている。このＲＣＤ回路（4）は、交流電源（7）をオンしたときに発生するリアクタ（7a）及び第１コンデンサ（3a）の共振に起因する直流リンク部（3）の電圧上昇を抑制するためのものである。ＲＣＤ回路（4）は、直列に接続されたダイオード（4a）、抵抗（4b）、及び第２コンデンサ（4c）を備えている。ダイオード（4a）は、アノード側が上記コンバータ回路（2）の出力の高圧側に接続され、カソード側が抵抗（4b）の一端側に接続されている。抵抗（4b）は、他端側が第２コンデンサ（4c）の一端側に接続されている。第２コンデンサ（4c）は、他端側がコンバータ回路（2）の出力の低圧側に接続されている。第２コンデンサ（4c）には、コントローラ（10）に電力を供給するためのコントローラ用電源（15）が並列に接続されている。これにより、第２コンデンサ（4c）に蓄積された電荷を、コントローラ（10）の電源として利用できる。 【００４７】 直列回路（5）は、コンバータ回路（2）の出力に並列に接続されている。直列回路（5）は、スイッチとしてのリレー（5a）と上記第２コンデンサ（4c）とが直列に接続されたものである。リレー（5a）は、一端がコンバータ回路（2）の出力の高圧側に接続され、他端がＲＣＤ回路（4）の抵抗（4b）と第２コンデンサ（4c）との間に接続されている。 【００４８】 コントローラ（10）は、出力部（11）と、制御部（12）とを備えている。コントローラ（10）は、コントローラ用電源（15）によって駆動される。 【００４９】 制御部（12）は、インバータ回路制御部（13）と、スイッチ制御部としてのリレー制御部（14）とを備えている。インバータ回路制御部（13）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を制御するためのものである。リレー制御部（14）は、リレー（5a）の開閉を制御するためのものである。 【００５０】 出力部（11）は、インバータ回路制御部（13）がスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を開始すると、オン信号Sonをリレー制御部（14）へ送信する。オン信号Sonを受信したリレー制御部（14）は、リレー（5a）をオンする。つまり、リレー（5a）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作開始直後にオン状態になる。また、出力部（11）は、同期モータ（8）が強制同期運転から位置検出運転に切り換わったときに、オフ信号Soffをリレー制御部（14）へ送信する。オフ信号Soffを受信したリレー制御部（14）は、リレー（5a）をオフする。 【００５１】 更に、出力部（11）は、インバータ回路制御部（13）が同期モータ（8）を停止するためにスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を停止すると、オン信号Sonをリレー制御部（14）へ送信する。オン信号Sonを受信したリレー制御部（14）は、リレー（5a）をオンする。つまり、リレー（5a）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作停止直後にオン状態になる。」 Ｃ 「【００７３】 また、同期モータ（8）の駆動を停止するためにインバータ回路（6）のスイッチング動作が停止されると、同期モータ（8）のコイルから電流が直流リンク部（3）側へ流れ込むため、第１コンデンサ（3a）が過電圧になりやすい。 【００７４】 これに対して、本実施形態では、インバータ回路（6）のスイッチング動作が停止した後に、出力部（11）が駆動信号Sonをリレー制御部（14）へ送信する。これにより、リレー（5a）がオン状態になる。その結果、第１コンデンサ（3a）と並列に第２コンデンサ（4c）を接続することができるので、同期モータ（8）のコイルから直流リンク部（3）側へ流れ込む電流に起因する直流リンク部（3）の電圧の上昇を抑制できる。また、インバータ回路（6）のスイッチング動作停止時にリレー（5a）をオンすることで、同期モータ（8）からの回生電流が第２コンデンサ（4c）に流れやすくなるため、直流リンク部（3）の電圧上昇をより低減できる。なお、インバータ回路（6）のスイッチング動作が停止した後、リレー（5a）をオンさせるタイミングは、直流リング部（3）の電圧が過電圧とならない程度の所定のタイミングに設定される。 【００７５】 また、インバータ回路（6）のスイッチング動作の停止と同時に、あるいはスイッチング動作の停止よりも前にリレー（5a）がオン状態となるようにリレー（5a）を制御してもよい。こうすると、第１コンデンサ（3a）の過剰な電圧上昇をより確実に抑制できる。 【００７６】 －実施形態１の効果－ 以上のように、実施形態１に係る電力変換装置（1）によれば、同期モータ（8）が比較的低い力率で動作する強制同期運転中に、リレー（5a）がオン状態になる。これにより、同期モータ（8）から直流リンク部（3）へ流れ込む電力に起因する第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制できる。その結果、比較的簡単な構成で第１コンデンサ（3a）の耐用寿命を長くでき、電力変換装置（1）の製品寿命を長くできる。また、リレー（5a）が省略された構成と比べると、第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制しつつ、より負荷が大きいモータを起動させることができる。」 Ｄ 「【００８４】 《発明の実施形態３》 実施形態３の電力変換装置（1）は、直流リンク部（3）に印加される電圧に基づいて、リレー（5a）の開閉が制御されるように構成されている。具体的には、実施形態３の電力変換装置（1）は、直流リンク部（3）に印加される電圧が所定値を超えたときに、リレー（5a）をオン状態にする。 【００８５】 実施形態３の電力変換装置（1）のリンク部電圧検出部（30）は、記憶部（30a）と、検出部（30b）と、比較部（30c）と、出力部（30d）とを備えている。 【００８６】 記憶部（30a）には、直流リンク部（3）の電圧の閾値（vth1）が記憶されている。この閾値（vth1）としては、第１コンデンサ（3a）の耐電圧よりも余裕をみた、該耐電圧よりも低い値が設定される。検出部（30b）では、直流リンク部（3）の電圧（vdc）が検出される。比較部（30c）は、上記閾値（vth1）と、直流リンク部（3）の電圧（vdc）とを比較する。比較部（30c）において、上記電圧（vdc）が閾値（vth1）以下のとき、出力部（30d）は、リレー制御部（14）へオフ信号Soffを送信する。一方、上記電圧（vdc）が閾値（vth1）を超えた場合、出力部（30d）は、リレー制御部（14）へオン信号Sonを送信し、リレー（5a）がオンする。 【００８７】 －実施形態３の効果－ 以上のように、実施形態３に係る電力変換装置（1）では、直流リンク部（3）に印加される電圧が、第１コンデンサ（3a）の耐圧から余裕をみた閾値（vth1）を超えたときに、リレー（5a）をオン状態にする。これにより、第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制できる。 【００８８】 また、実施形態３の電力変換装置（1）では、リアクタ（7a）と第１コンデンサ（3a）との間で発生する共振に起因する第１コンデンサ（3a）の過電圧や、雷サージ電流に起因する第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制することもできる。」 Ｅ 「【図１】 ［図：0001395180000001.jpg］ 」 （イ）引用発明 Ａ 上記（ア）Ｂの段落【００４３】には、“交流電源（7）が出力した交流を直流に全波整流するコンバータ回路（2）”が記載されている。 Ｂ 上記（ア）Ｂの段落【００４５】には、「インバータ回路（6）は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がブリッジ結線されて構成されている」こと、また、「インバータ回路（6）は、入力ノードが直流リンク部（3）の第１コンデンサ（3a）に並列に接続され、直流リンク部（3）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続された同期モータ（8）に供給する」ことが記載されている。 してみると、引用文献１には、“複数のスイッチング素子（Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz）を有し、第１コンデンサ（3a）を備える直流リンク部（3）の出力を三相交流に変換して同期モータ（8）に供給するインバータ回路（6）”が記載されているといえる。 Ｃ 上記（ア）Ｂの段落【００４４】には、「この第１コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）の出力に並列接続され」ていることが記載され、また、図１（上記（ア）Ｅ）によれば、“第１コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）及びインバータ回路（6）の間にあり、インバータ回路（6）に対しても並列に接続されている”ことが看取できる。 さらに、上記（ア）Ｂの段落【００４４】には、「第１コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化するような静電容量を有さない、比較的小容量のコンデンサである」こと、また、「第１コンデンサ（3a）は、インバータ回路（6）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じる電圧の変動を平滑化可能な静電容量を有している」ことが記載されている。 してみると、引用文献１には、“コンバータ回路（2）及びインバータ回路（6）の間においてコンバータ回路（2）及びインバータ回路（6）それぞれに対し並列に接続され、コンバータ回路（2）によって整流された電圧を平滑化するような静電容量を有さず、インバータ回路（6）のスイッチング素子（Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じる電圧の変動を平滑化可能な静電容量を有している第１コンデンサ（3a）”が記載されているといえる。 Ｄ 上記（ア）Ｂの段落【００４６】には、「ＲＣＤ回路（4）は、直列に接続されたダイオード（4a）、抵抗（4b）、及び第２コンデンサ（4c）を備えている」こと、また、「第２コンデンサ（4c）には、コントローラ（10）に電力を供給するためのコントローラ用電源（15）が並列に接続されている。これにより、第２コンデンサ（4c）に蓄積された電荷を、コントローラ（10）の電源として利用できる」こと、さらに、「このＲＣＤ回路（4）は、交流電源（7）をオンしたときに発生するリアクタ（7a）及び第１コンデンサ（3a）の共振に起因する直流リンク部（3）の電圧上昇を抑制するためのものである」ことが記載されている。また、図１（上記（ア）Ｅ）によれば、“ＲＣＤ回路（4）は、第１コンデンサ（3a）に並列に接続されている”ことが看取できる。 さらに、上記（ア）Ｂの段落【００４７】には、「直列回路（5）は、スイッチとしてのリレー（5a）と上記第２コンデンサ（4c）とが直列に接続されたものである」こと、および、「リレー（5a）は、一端がコンバータ回路（2）の出力の高圧側に接続され、他端がＲＣＤ回路（4）の抵抗（4b）と第２コンデンサ（4c）との間に接続されている」ことが記載されている。また、上記（ア）Ｃの段落【００７３】、【００７４】には、“同期モータ（8）の駆動を停止するためにインバータ回路（6）のスイッチング動作が停止した後に、リレー（5a）がオン状態になり、第１コンデンサ（3a）と並列に第２コンデンサ（4c）を接続することができ、同期モータ（8）のコイルから直流リンク部（3）側へ流れ込む電流に起因する直流リンク部（3）の電圧の上昇を抑制できる”ことが記載されている。 してみると、引用文献１には、“互いに直列に接続されたダイオード（4a）、抵抗（4b）及びコントローラ（10）の電源として利用できる第２コンデンサ（4c）を有し、第１コンデンサ（3a）に対し並列に接続され、交流電源（7）をオンしたときに発生するリアクタ（7a）及び第１コンデンサ（3a）の共振に起因する直流リンク部（3）の電圧上昇を抑制するＲＣＤ回路（4）、及びスイッチとしてのリレー（5a）と第２コンデンサ（4c）とが直列に接続され、リレー（5a）は、一端がコンバータ回路（2）の出力の高圧側に接続され、他端がＲＣＤ回路（4）の抵抗（4b）と第２コンデンサ（4c）との間に接続され、同期モータ（8）の駆動を停止するためにインバータ回路（6）のスイッチング動作が停止した後に、リレー（5a）がオン状態になり、第１コンデンサ（3a）と並列に第２コンデンサ（4c）を接続することができ、同期モータ（8）のコイルから直流リンク部（3）側へ流れ込む電流に起因する直流リンク部（3）の電圧の上昇を抑制できる直列回路（5）”が記載されているといえる。 Ｅ 上記（ア）Ｂの段落【００４６】、【００４８】－【００５１】には、“インバータ回路（6）とリレー（5a）を制御するコントローラ（10）”が記載されている。 Ｆ 上記（ア）Ｂの段落【００４２】には、「電力変換装置（1）は、・・・、コンバータ回路（2）、直流リンク部（3）、ＲＣＤ回路（4）、直列回路（5）、インバータ回路（6）、及びコントローラ（10）を備えている」ことが記載され、さらに、段落【００４４】には、「直流リンク部（3）は、第１コンデンサ（3a）を備えている」ことが記載されている。 してみると、引用文献１には、“インバータ回路（6）と、第１コンデンサ（3a）と、ＲＣＤ回路（4）及び直列回路（5）と、コントローラ（10）と、を備える電力変換装置（1）”が記載されているといえる。 上記Ａ乃至Ｆの記載内容からすると、上記引用文献１には次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。 「交流電源（7）が出力した交流を直流に全波整流するコンバータ回路（2）と、 複数のスイッチング素子（Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz）を有し、第１コンデンサ（3a）を備える直流リンク部（3）の出力を三相交流に変換して同期モータ（8）に供給するインバータ回路（6）と、 コンバータ回路（2）及びインバータ回路（6）の間においてコンバータ回路（2）及びインバータ回路（6）それぞれに対し並列に接続され、コンバータ回路（2）によって整流された電圧を平滑化するような静電容量を有さず、インバータ回路（6）のスイッチング素子（Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じる電圧の変動を平滑化可能な静電容量を有している第１コンデンサ（3a）と、 互いに直列に接続されたダイオード（4a）、抵抗（4b）及びコントローラ（10）の電源として利用できる第２コンデンサ（4c）を有し、第１コンデンサ（3a）に対し並列に接続され、交流電源（7）をオンしたときに発生するリアクタ（7a）及び第１コンデンサ（3a）の共振に起因する直流リンク部（3）の電圧上昇を抑制するＲＣＤ回路（4）、及びスイッチとしてのリレー（5a）と第２コンデンサ（4c）とが直列に接続され、リレー（5a）は、一端がコンバータ回路（2）の出力の高圧側に接続され、他端がＲＣＤ回路（4）の抵抗（4b）と第２コンデンサ（4c）との間に接続され、同期モータ（8）の駆動を停止するためにインバータ回路（6）のスイッチング動作が停止した後に、リレー（5a）がオン状態になり、第１コンデンサ（3a）と並列に第２コンデンサ（4c）を接続することができ、同期モータ（8）のコイルから直流リンク部（3）側へ流れ込む電流に起因する直流リンク部（3）の電圧の上昇を抑制できる直列回路（5）と、 インバータ回路（6）とリレー（5a）を制御するコントローラ（10）と、 を備える電力変換装置（1）。」 （３）取消理由についての当審の判断 ア 理由１について（特許法第２９条第１項第３号） （ア）本件特許発明１について 本件特許発明１と引用発明を対比する。 Ａ 引用発明の「コンバータ回路（2）」は、「交流電源（7）が出力した交流を直流に全波整流する」ものであるから、本件特許発明１の「交流電源（1）から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路（20）」に相当する。 Ｂ 引用発明の「インバータ回路（6）」は、「複数のスイッチング素子（Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz）を有し、第１コンデンサ（3a）を備える直流リンク部（3）の出力を三相交流に変換」するものであって、また、「第１コンデンサ（3a）」は「コンバータ回路（2）及びインバータ回路（6）それぞれに対し並列に接続され」るものであり、引用発明の「インバータ回路（6）」は、「コンバータ回路（2）」が全波整流した直流電力を交流電力に変換しているといえる。 してみると、引用発明の「複数のスイッチング素子（Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz）」は、本件特許発明１の「複数のスイッチング素子（41a～46a）」に相当し、そして、引用発明の「インバータ回路（6）」は、本件特許発明１の「複数のスイッチング素子（41a～46a）を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路（40）」に相当する。 Ｃ 引用発明の「第１コンデンサ（3a）」は、「コンバータ回路（2）及びインバータ回路（6）の間においてコンバータ回路（2）及びインバータ回路（6）それぞれに対し並列に接続され、コンバータ回路（2）によって整流された電圧を平滑化するような静電容量を有さず、インバータ回路（6）のスイッチング素子（Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じる電圧の変動を平滑可能な静電容量を有」するものであるから、本件特許発明１の「上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）の間において上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路（20）の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路（40）の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ（31）」に相当する。 Ｄ 引用発明の「ＲＣＤ回路（4）」は、「互いに直列に接続されたダイオード（4a）、抵抗（4b）及び・・・コンデンサ（4c）を有し、第１コンデンサ（3a）に対し並列に接続され、交流電源（7）をオンしたときに発生するリアクタ（7a）及び第１コンデンサ（3a）の共振に起因する直流リンク部（3）の電圧上昇を抑制する」ものであり、互いに直列に接続された抵抗（4b）及びダイオード（4a）を有し、第１コンデンサ（3a）に対し並列に接続された、直流リンク部（3）を過電圧から保護する回路といえる。また、「直列回路（5）」も、「同期モータ（8）の駆動を停止するためにインバータ回路（6）のスイッチング動作が停止した後に、リレー（5a）がオン状態になり、第１コンデンサ（3a）と並列に第２コンデンサ（4c）を接続することができ、同期モータ（8）のコイルから直流リンク部（3）側へ流れ込む電流に起因する直流リンク部（3）の電圧の上昇を抑制できる」ものであり、直流リンク部（3）を過電圧から保護する回路といえる。 また、ダイオードは半導体素子であって、さらに、加える電圧によってオンオフする素子である。 したがって、引用発明の「抵抗（4b）」、「ダイオード（4a）」は、各々、本件特許発明１の「抵抗（51）」、「オンオフする半導体素子（52）」に相当し、引用発明の「ＲＣＤ回路（4）」及び「直列回路（5）」と、本件特許発明１の「互いに直列に接続された抵抗（51）及びオンオフする半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）」とは、後記の点で相違するものの、“互いに直列に接続された抵抗（51）及びオンオフする半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、回路に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）”の点では共通する。 Ｅ 引用発明の「コントローラ（10）」は、「インバータ回路（6）とリレー（5a）を制御する」ものである。 ここで、引用発明の「ダイオード（4a）」は、「コントローラ（10）」によって、オンオフが制御されるものではないから、引用発明の「コントローラ（10）」と、本件特許発明１の「上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）の上記半導体素子（52）のオンオフを制御する制御回路（60,70）」とは、後記の点で相違するものの、“上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）”の点では共通する。 Ｆ 本件特許発明１の「上記コンデンサ（31）の容量をＣ、上記コンデンサ（31）の耐電圧をＶｃ１、上記スイッチング動作中のコンデンサ（31）のピーク電圧をＶｃ２、上記負荷に蓄えられる最大の磁気エネルギーをＥとした場合に、下式が成り立つこと・・・ Ｃ（Ｖｃ１２－Ｖｃ２２）／２＜Ｅ」について検討する。 当該数式は、本件特許明細書の段落【０１００】の記載から、コンデンサ（31）の耐電圧におけるエネルギー（ＣＶｃ１２／２）とスイッチング動作中のピーク電圧におけるエネルギー（ＣＶｃ２２／２）の差、すなわち、コンデンサ（31）の電圧が定常動作電圧を超えて耐電圧に至るまでにコンデンサ（31）が保有可能なエネルギーが、負荷（2）に蓄えられる最大の磁気エネルギーＥよりも小さいことを表しており、これは、過電圧保護回路（50）がなければ、インバータ回路（40）のスイッチング停止時に負荷（2）のエネルギーがコンデンサ（31）に吸収されて耐電圧を超えてしまう程度にコンデンサ（31）の容量が小さいことを意味しているものと認められる。 引用文献１には、第１コンデンサ（3a）の容量について本件特許発明１のような数式の明記はないが、当該容量を小容量とすること（段落【００４４】）、及び小容量とすることにより生じる弊害を回避するためにＲＣＤ回路（4）及び直列回路（5）を設け、スイッチング動作の停止時にリレー（5a）をオンにすることで第１コンデンサ（3a）の耐電圧を超えないようにすることが記載されており（段落【０００８】－【００１０】、【００７４】－【００７６】）、第１コンデンサ（3a）として上記数式を満たす容量を有するコンデンサが採用されることは引用文献１に記載されているに等しい事項であると認められる。 Ｇ 引用発明の「電力変換装置（1）」は、「コンバータ回路（2）」と、「インバータ回路（6）」と、「第１コンデンサ（3a）」と、「ＲＣＤ回路（4）、及び直列回路（5）」と、「コントローラ（10）」とを備えるものであるから、本件特許発明１の「電力変換装置」に相当する。 そうすると、本件特許発明１と引用発明は、以下の点で一致ないし相違する。 （一致点） 「交流電源（1）から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路（20）と、 複数のスイッチング素子（41a～46a）を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路（40）と、 上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）の間において上記コンバータ回路（20）及び上記インバータ回路（40）それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路（20）の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路（40）の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ（31）と、 互いに直列に接続された抵抗（51）及びオンオフする半導体素子（52）を有し、上記コンデンサ（31）に対し並列に接続され、回路に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路（50）と、 上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）を制御する制御回路（60,70）と を備え、 上記コンデンサ（31）の容量をＣ、上記コンデンサ（31）の耐電圧をＶｃ１、上記スイッチング動作中のコンデンサ（31）のピーク電圧をＶｃ２、上記負荷に蓄えられる最大の磁気エネルギーをＥとした場合に、下式が成り立つ、電力変換装置。 Ｃ（Ｖｃ１２－Ｖｃ２２）／２＜Ｅ」 （相違点１） 「過電圧保護回路（50）」が、本件特許発明１では、「上記インバータ回路（40）を、該インバータ回路（40）に印加される過電圧から保護する」ものであるのに対して、引用発明では、「ＲＣＤ回路（4）」及び「直列回路（5）」が保護する回路が、「インバータ回路（6）」とは特定されていない点。 （相違点２） 「制御回路（60,70）」が、本件特許発明１では、「上記半導体素子（52）のオンオフを制御する」ものであるのに対して、引用発明では、「ダイオード（4a）のオンオフを制御する」ものではない点。 したがって、本件特許発明１は、引用発明と、上記相違点１、２において相違するものであるから、引用文献１に記載された発明ではない。 （イ）本件特許発明３、４、６、２２、２３について 本件特許発明３、４、６、２２、２３はいずれも請求項１を直接または間接的に引用するものである。したがって、本件特許発明３、４、６、２２、２３は、本件特許発明１の発明特定事項をすべて含みさらに他の発明特定事項を追加して限定したものであるから、上記本件特許発明１についての判断と同様の理由により、本件特許発明３、４、６、２２、２３は、引用文献１に記載された発明ではない。 イ 理由２について（特許法第２９条第２項） （ア）本件特許発明７について 本件訂正請求により請求項７は削除されたから、取消理由の対象となる請求項が存在しない。 （イ）本件特許発明８について 本件特許発明８は、本件特許発明１の 「上記コンデンサ（31）の容量をＣ、上記コンデンサ（31）の耐電圧をＶｃ１、上記スイッチング動作中のコンデンサ（31）のピーク電圧をＶｃ２、上記負荷に蓄えられる最大の磁気エネルギーをＥとした場合に、下式が成り立つ・・・ Ｃ（Ｖｃ１２－Ｖｃ２２）／２＜Ｅ」 を、 「上記制御回路（60,70）は、上記コンデンサ（31）を含む回路で共振が発生する期間の一部において、上記過電圧保護回路（50）を動作させる」 としたものであるので、本件特許発明８と引用発明を対比すると、上記相違点１、２に加え、以下の相違点３で相違する。 （相違点３） 本件特許発明８では「上記制御回路（60,70）は、上記コンデンサ（31）を含む回路で共振が発生する期間の一部において、上記過電圧保護回路（50）を動作させる」ものであるのに対して、引用発明ではその旨の特定がされていない点。 事案に鑑み、相違点２について先に検討する。 ダイオードは、外部の制御部によるオンオフの制御をすることはできない素子である。 したがって、引用発明の「制御回路（60,70）」によって、「ダイオード（4a）」のオンオフを制御することはできない。 また、過電圧保護回路として、スイッチング素子と抵抗を直列に接続して、スイッチング素子をオンとすることで過電圧から回路を保護することは周知の技術と認められる。 しかしながら、引用発明の「ＲＣＤ回路（4）」及び「直列回路（5）」（本件特許発明８の「過電圧保護回路（50）」に相当）を、周知の過電圧保護回路に代える理由がなく、さらに、引用発明の「ＲＣＤ回路（4）」及び「直列回路（5）」の「第２コンデンサ(4a)」は、コントローラ（10）の電源として利用されるものであり、仮に、周知の過電圧保護回路に代えてしまうと、コントローラ（10）の電源がなくなってしまうことから、周知の過電圧保護回路に代えることには阻害要因があるといえる。 したがって、上記相違点１、３について検討するまでもなく、本件特許発明８は、引用文献１に記載された発明に基づいて当業者が容易に発明することができたものではない。 （ウ）本件特許発明２２、２３について 本件特許発明２２、２３はいずれも請求項８を直接または間接的に引用するものである。したがって、本件特許発明２２、２３は、本件特許発明８の発明特定事項をすべて含みさらに他の発明特定事項を追加して限定したものであるから、上記本件特許発明８についての判断と同様の理由により、本件特許発明２２、２３は、引用文献１に記載された発明に基づいて当業者が容易に発明することができたものではない。 ウ 理由３について（特許法第３６条第６項第２号） 本件訂正請求により請求項７は削除されたことから、取消理由の対象となる請求項が存在しない。 ３ 取消理由通知において採用しなかった特許異議申立理由等について （１）申立理由の概要 ア 特許法第２９条第２項 請求項１、２、６、７に係る発明は、甲第１号証に記載された発明に基いて、また、請求項３、４に係る発明は、甲第１号証に記載された発明、及び、周知技術（甲第２号証）に基いて、また、請求項５に係る発明は、甲第１号証に記載された発明、及び、甲第３号証に記載された発明に基いて、また、請求項９に係る発明は、甲第１号証に記載された発明、及び、甲第４号証に記載された発明に基いて、また、請求項１０に係る発明は、甲第１号証に記載された発明、及び、周知技術（甲第５号証）に基いて、また、請求項２２、２３に係る発明は、甲第１号証に記載された発明、及び、周知技術（甲第６号証）に基いて、本件特許出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、請求項１－１０、２２、２３に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。 ＜ 引用文献等一覧 ＞ 甲第１号証：特開２０１４－１３１４４６号公報（引用文献１） 甲第２号証：特開２０１５－２１６７４６号公報 甲第３号証：Ｍａｒｋｏ Ｈｉｎｋｋａｎｅｎ ａｎｄ Ｊｏｒｍａ Ｌｕｏｍｉ、「Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅｓ Ｅｑｕｉｐｐｅｄ Ｗｉｔｈ Ｄｉｏｄｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ａｎｄ Ｓｍａｌｌ ＤＣ－Ｌｉｎｋ Ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ」、ＩＥＥＥ、２００５年 甲第４号証：特開平９－１８２４５０号公報 甲第５号証：特開２０１１－７８２１６号公報 甲第６号証：特開２０１８－８２５２５号公報 イ 特許法第３６条第６項第２号 本件特許の請求項８の記載に「上記制御回路（60,70）は、上記コンデンサ（31）を含む回路で共振が発生する期間の一部において、上記過電圧保護回路（50）を動作させる」とあるが、「期間の一部」が、コンデンサ（31）を含む回路で共振が発生するすべての期間も含まれるのか、それとも、「一部のみ」の意味であって、共振が発生する期間の全部は含まないものであるのかが不明であって、請求項８の記載は、特許を受けようとする発明が明確でないため、請求項８に係る特許は、特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してなされたものである。 （２）各甲号証の記載事項 ア 甲第１号証 甲第１号証の記載事項に関しては、上記「２（２）ア 引用文献１」に記載のとおりである。 イ 甲第２号証 （ア）甲第２号証の記載事項 甲第２号証には、以下の事項が記載されている。 Ａ 「【００３８】 （１－２）モータ駆動装置１０ モータ駆動装置１０は、図１に示すように、整流部２１と、平滑コンデンサ２２と、電圧検出部２３と、電流検出部２４と、インバータ２５（電力変換装置）と、ゲート駆動回路２６と、制御部４０とを備えている。これらは、例えば１枚のプリント基板上に実装されてもよい。」 ウ 甲第３号証 （ア）甲第３号証の記載事項 甲第３号証には、以下の事項が記載されている。 Ａ 「Abstract-This paper deals with sensorless vector-controlled induction motor drives that are fed by a frequency converter equipped with a diode front-end rectifier. A small dc-link capacitance is used, which makes it possible to replace the electrolytic capacitors with film capacitors.」（第１４９８頁左欄１行－５行） （当審訳：要約－このペーパーでは、ダイオードフロントエンド整流器を備えた周波数変換器から給電されるセンサレスベクトル制御誘導モータードライブについて説明します。小さなＤＣリンク容量が使用されているため、電解コンデンサをフィルムコンデンサに置き換えることができます。） Ｂ 「I. INTRODUCTION Frequency converters used in induction motor drives are usually equipped with a cost-effective six-pulse diode rectifier, a voltage-stiff dc link, and a pulse-width-modulated (PWM)inverter.」（第１４９８頁左欄１３行－１７行） （当審訳：Ｉ．イントロダクション 誘導電動機ドライブで使用される周波数変換器には、通常、費用対効果の高い６パルスダイオード整流器、電圧剛性の高いＤＣリンク、およびパルス幅変調（ＰＷＭ）インバーターが装備されています。） Ｃ 「II. SYSTEM MODEL A. Diode Rectifier and DC Link The models of the drive system components are presented in the following. Fig. 1(a) shows a three-phase model of the mains, the diode rectifier, and the dc link.」（第１４９８頁右欄５行－９行） （当審訳：ＩＩ．システムモデル Ａ．ダイオード整流器とＤＣリンク ドライブシステムコンポーネントのモデルを以下に示します。 図１（ａ）は、主電源、ダイオード整流器、およびＤＣリンクの３相モデルを示しています。） Ｄ 「 ［図：0001395180000002.jpg］ Fig. 1. Mains, diode rectifier, and dc link: (a) typical model; (b) simplified model.」（第１４９９頁左欄） Ｅ 「TABLE I DATA OF MOTOR DRIVES ［図：0001395180000003.jpg］ 」（第１５００頁右欄） Ｆ 「IV. DATA OF EXAMPLE DRIVES The data of two induction motor drives (2.2 kW and 37 kW) used in simulations are given in Table I. The 2.2-kW drive was also used for laboratory experiments. In this drive, the built-in 8-mH dc choke of a commercial frequency converter was short-circuited, and the original electrolytic capacitors (235 μF in total) were replaced with film capacitors (24 μF in total). The experimental setup was fed by a 500-kVA, 20-kV/400-V, 50-Hz distribution transformer. The unknown parameters Rd and Ld (only needed for simulations) were determined by fitting the simulated mains current to the measured one, as illustrated in Fig. 3. The natural frequency depends on the inductance Ld while the damping is determined by the resistance Rd. For the 37-kW drive, the capacitance of 72 μF was used in the simulations.」（第１５００頁右欄１行－１６行） （当審訳：ＩＶ．ドライブの例のデータ シミュレーションで使用された２つの誘導モータードライブ （２．２ｋｗと３７ｋｗ) のデータをテーブルＩに示します。２．２ｋｗドライブは実験室での実験にも使用されました。このドライブでは、市販の周波数変換器の内蔵８ｍＨ ＤＣチョークが短絡され、元の電解コンデンサ（合計 ２３５μＦ）がフィルムコンデンサ（合計２４μＦ）に置き換えられました。実験装置は、５００ｋＶＡ、２０ｋＶ／４００Ｖ、５０Ｈｚの配電変圧器から給電されました。未知のパラメータＲｄとＬｄ （シミュレーションにのみ必要）は、図３に示すように、シミュレーションされた主電流を測定されたものに適合させることによって決定されました。固有振動数はインダクタンスＬｄに依存し、滅衰は抵抗Ｒｄによって決定されます。 ３７ｋＷドライブの場合、シミュレーションでは７２μＦの静電容量が使用されました。） Ｇ 「VII. CONCLUSION A small dc-link capacitance can be used in vector-controlled induction motor drives when the natural frequency of the dc link is chosen considerably higher than six times the mains frequency but lower than the switching frequency. No choke is needed at the input or output of the diode rectifier. Simulation and experimental results of a 2.2-kW drive equipped with a dc-link capacitance of 24 μF demonstrate that the drive can be operated in a wide speed and load range. The torque ripple is larger than that in the conventionally dimensioned drive but still within acceptable ranges. Based on simulation results, a small dc-link capacitance can also be used in a 37-kW drive, but the dynamics have to be restricted slightly.」（第１５０３頁左欄７行－同頁右欄５行） （当審訳：ＶＩＩ．結論 ＤＣリンクの固有周波数が主周波数の６倍よりかなり高く、スイッチング周波数よりも低く選択されている場合、小さなＤＣリンク容量をベクトル制御誘導モータードライブで使用できます。ダイオード整流器の入力または出力にチョークは必要ありません。２４μＦのＤＣリンク容量を備えた２．２ｋＷドライブのシミュレーションと実験結果は、ドライブが広い速度と負荷範囲で動作できることを示しています。トルクリップルは、従来の寸法のドライブよりも大きくなりますが、それでも許容範囲内です。シミュレーション結果に基づくと、３７ｋＷドライブでも小さなＤＣリンク容量を使用できますが、ダイナミクスをわずかに制限する必要があります。） エ 甲第４号証 （ア）甲第４号証の記載事項 甲第４号証には、以下の事項が記載されている。 Ａ 「【０００２】 【従来の技術】図３は従来技術の説明のため示し、１はＰＷＭインバータ、２は入力電源、３は誘導電動機（以下単に電動機という）、４は過電圧保護回路である。すなわち、ＰＷＭインバータ１が入力電源２を得て電動機３を駆動する例であって、過電圧保護回路４を備えてインバータ装置が回生電力により過電圧となることを保護する機能を有している。ＰＷＭインバータ１においては、11はインバータ装置に供給される三相交流を直流に平滑する直流平滑部、12は直流平滑部11にて平滑された電力を充電する直流充電部、13は任意の三相交流電力を電動機３に供給する交流電力出力部である。 【０００３】また、過電圧保護回路４にて、41はスイッチング素子42により交流電力出力部13の入力側に接続されて回生電力を消費する抵抗器、43は直流充電部12の電圧を検出する電圧検出器，44はＰＷＭインバータ１の入力電源電圧を検出する電圧検出器、45は電圧検出器44出力に比例する基準値を与える基準値発生器、46は比較器である。過電圧保護回路４においては、比較器46にて基準値発生器45出力と電圧検出器43出力が比較され、直流充電部12の電圧が基準値より大きい場合に、スイッチング素子42は直流充電部12の電力を抵抗器２へ流すように効用される。」 Ｂ 「【００１３】図２は図１の各部動作信号レベルを示すものであって、ＰＷＭインバータ１が回生状態で運転される様子を表している。図２においては、時刻Ｔ0 からＰＷＭインバータ１が回生状態になり、直流充電部12の直流電圧ＶDCが上昇している。このとき、一次遅れ器47出力の信号Ｓａがほぼ一定値であるため、差動増幅器48出力の信号Ｓｂは直流電圧ＶDCの検出値にあわせて上昇し、時刻Ｔ1 で予め設定される設定基準器49出力の基準値Ｓｃより大となる。ここで、比較器46’はスイッチング素子42の駆動信号Ｓｄを出力する。したがって、抵抗器41に回生電力が通電される期間（Ｔ1－Ｔ2 ）、直流電圧ＶDCは上昇せず逆に電力が消費されるために、力行状態時の電圧値に向かって減少する。時刻Ｔ2 では、直流電圧ＶDCが一定値以下になって比較器46’出力は自動的に停止され、スイッチング素子42は抵抗器41への通電を停止する。比較器46’では、動作するレベルと動作を停止するレベルにヒステリシス電圧を、設けている。これは、スイッチング素子42の動作周期には限界があるためである。つぎに時刻Ｔ2 となったとき、ＰＷＭインバータ１が回生状態であれば図示のように再び直流電圧ＶDCが上昇し、前述の期間（Ｔ1－Ｔ2 ）の動作を、期間（Ｔ3－Ｔ4 ），（Ｔ5－Ｔ6 ），（Ｔ7－Ｔ8 ）で繰り返すことになる。時刻Ｔ8 以降は、回生状態から力行状態へ移行するときの直流充電部12の直流電圧ＶDCが通常運転レベルへ自然減少する様子を示している。」 「Ｃ 【図３】 ［図：0001395180000004.jpg］ 」 オ 甲第５号証 （ア）甲第５号証の記載事項 甲第５号証には、以下の事項が記載されている。 Ａ 「【発明が解決しようとする課題】 【０００６】 バッテリの正極と発電電動機とを接続するケーブルが発電動作中に何らかの原因により外れるなど、急な負荷遮断があった場合、Ｂ端子に高い電圧（過電圧）が発生する。このとき、Ｂ端子に発生する過電圧（特許文献１ではＧパルス）は、スイッチング素子を備えた制御回路にて、負極側アームのスイッチング素子を全て導通させて、発電電動機の電機子巻線を短絡することにより抑制している。 【０００７】 特許文献１では、過電圧時に負極側アームの短絡を実現するための手段と負極側アームの短絡解除について詳しく記載されている。過電圧発生時には、負極側アームのスイッチング素子を導通させて発電電動機の電機子巻線を短絡し、短絡解除の条件として、異常電圧検出回路部により過電圧を検出後、所定時間の間、負極側アームの短絡を持続し、所定時間経過後に短絡を解除すると記載されている。特許文献１の手法においては、Ｂ端子電圧の過電圧を検出後、所定時間の間、負極側アームのスイッチング素子を導通させて発電電動機の電機子巻線を短絡しているが、界磁巻線の電流を制限していないため、Ｂ端子外れが継続している場合、所定時間経過すると、負極側アームの短絡が解除され、発電動作となり、再び、Ｂ端子電圧が過電圧となってしまい、安定した電力供給ができなくなってしまうという問題点がある。」 カ 甲第６号証 （ア）甲第６号証の記載事項 甲第６号証には、以下の事項が記載されている。 Ａ 「【００４６】 この例では、上アーム側スイッチング素子（TR1,TR3,TR5）は、ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）などのワイドバンドギャップ半導体によって構成されている。具体的には、上アーム側スイッチング素子（TR1,TR3,TR5）は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）によって構成されている。」 キ 参考資料１ （ア）参考資料１の記載事項 令和４年４月２６日の申立人による意見書で挙げられた参考資料１（特許第４７６０００１号公報）には、以下の事項が記載されている。 Ａ 「【００７７】 第３の実施の形態． 図１０は、本発明の第３の実施の形態にかかる多相電流供給回路の一部を示す回路図である。ここではコンバータ２、インバータ４、避雷器７を省略しているが、図１と同様に構成されている。そして本実施の形態においては図１の介在回路３ａに置換して、介在回路３ｄを採用している。 【００７８】 介在回路３ｄは、第１の実施の形態において図１を用いて説明された介在回路３ａにおいて、側路３４をコンデンサ３１に対して並列に接続して追加した構成となっている。側路３４は、スイッチング素子たるトランジスタＱと抵抗ＲＢとの直列接続を有している。 【００７９】 制御回路６は整流電圧ｖｄｃに基づいて、トランジスタＱのベースにバイアス電圧ＣＮＱを供給する。整流電圧ｖｄｃが第１所定値を越えるとトランジスタＱがオンし、整流電圧ｖｄｃが第２所定値（これは第１所定値よりも小さい）を下回るとトランジスタＱがオフする。 【００８０】 このように整流電圧ｖｄｃが第１所定値を越えて上昇するとコンデンサ３１に対して抵抗ＲＢが並列接続されるので、コンデンサ３１への充電速度を下げ、整流電圧ｖｄｃの上昇を抑制することができる。また第２所定値を下回るとコンデンサ３１への並列接続は解消され、通常動作におけるコンデンサレスインバータの動作を損なうことがない。」 Ｂ 「【図１０】 ［図：0001395180000005.jpg］ 」 ク 参考資料２ （ア）参考資料２の記載事項 令和４年４月２６日の申立人による意見書で挙げられた参考資料２（特開２０１０－２３９７３６号公報）には、以下の事項が記載されている。 Ａ 「【００１６】 図２は、このブロック図をさらに具体的に表したもので、この発明の実施の形態１における電力変換装置を示す構成図である。図２では、受電は三相交流、インバータ３の出力も三相になっている。トランス９を介して交流系統１に接続された整流回路２は、ダイオードブリッジ回路から構成される。直流母線間には、平滑コンデンサ１０とこれと並列にシャント抵抗７とシャントスイッチ６とからなる電圧クランプ回路８が設けられている。更に、シャントスイッチ６の開閉動作を制御するスイッチ制御回路１１を設けている。 【００１７】 図２ではインバータ３およびシャントスイッチ６のスイッチング素子として、仮にＩＧＢＴを記載しているが、これは一例であって、スイッチング素子であれば、例えば、ＦＥＴなどでも構わないことは言うまでもない。また、シャント抵抗７とシャントスイッチ６とは互いに直列に接続されるが、図１および図２ではシャントスイッチ６が下つまり低電位側になっているが、これはＩＧＢＴがエミッタを基準電位として制御を行うことが多いためであり、原理上どちらが上でも構わない。 【００１８】 次に、図２を用いて回路の動作について説明する。三相交流波形電圧を受電して、まずトランス９によって、所望の電圧に変換される。このトランス９は、整流回路２と交流系統１とを絶縁する役割もある。トランス９の出力をダイオードブリッジによる整流回路２で直流電圧に変換する。整流回路２の後段には平滑コンデンサ１０が設けられ、これによって直流母線部分の電圧が一定値に近くなる。この電圧をインバータ３によって交流波形電圧に変換して負荷４に印加する。 【００１９】 通常の動作時、即ち、直流母線間の電圧が、インバータ３の耐電圧を超えるような過電圧でない、またはその恐れがないときには、シャントスイッチ６はＯＦＦであり、電圧クランプ回路８は動作していない。ここで、インバータ３が何らかの理由で急に停止した場合を考える。停止するような状況として、負荷４の異常による保護動作、過電圧あるいは過電流といったインバータ３の保護のための停止、などが考えられる。インバータ３の停止方法にもよるが、一般的にはインバータ３の全スイッチング素子がＯＦＦとなり、直流母線からインバータ３への電流がゼロになる。 このとき、インバータ３の手前から、交流系統１に至るまでに存在する浮遊のインダクタンス５には、急停止前の通常動作時に流れていた電流によるエネルギーが蓄積されている。インバータ３が急停止するとこのエネルギーの行き場が無くなり、インバータ３前段の平滑コンデンサ１０に流れ込む。 【００２０】 浮遊のインダクタンス５としては、交流系統１の配線やハーネス、トランス９の漏れインダクタンス、回路の浮遊のインダクタンスが考えられ、配線によるインダクタンスとトランス９の漏れインダクタンスが支配的であると考えられる。図に示した浮遊のインダクタンス５は、これらの浮遊成分を代表的に表したものである。 【００２１】 平滑コンデンサ１０に流れこんだ電流は平滑コンデンサ１０の電圧を上昇させる。この上昇が大きい場合、インバータ３の素子耐圧を超える可能性がある。そうならないように、このような状況で電圧が上昇した場合に、スイッチ制御回路１１の操作で電圧クランプ回路８が動作する。つまり、シャントスイッチ６をＯＮ（閉路）し、電圧クランプ回路８のシャント抵抗７に電流を流す。蓄積されたエネルギーはかなり大きなものである可能性があるので、スイッチング素子で全てのエネルギーを消費させるのは難しい。従って、シャント抵抗７を直列に設け、流れ込む電流のエネルギーをこのシャント抵抗７で消費させる。また、この電圧クランプ回路のインピーダンスをシャント抵抗７の抵抗値で決めることができるので、最適な保護動作が可能となる。 【００２２】 電圧クランプ回路８は一定時間ＯＮした後、ＯＦＦ（開路）にする。電流を流す時間が長すぎるとシャント抵抗７が過熱するため好ましくない。ＯＦＦにするタイミングによってはＯＦＦした後、再び電圧が上昇する場合がある。このような場合には再度シャントスイッチ６をＯＮにする。シャント抵抗７の値を適切に選び、最適なタイミングでＯＦＦすれば、ＯＦＦ後も電圧が上昇せず、回路の適切な保護を行うことができる。ＯＦＦするタイミングは、あらかじめ与えておくか、あるいは入力電流の位相を検出してタイミングを制御する方法等がある。」 「【図２】 ［図：0001395180000006.jpg］ 」 ケ 参考資料３ （ア）参考資料３の記載事項 令和４年４月２６日の申立人による意見書で挙げられた参考資料３（実願平１－８７８号（実開平２－９４４８３号）のマイクロフィルム）には、以下の事項が記載されている。 Ａ 「（従来の技術） 一般にインバータ装置では、電動機の過励磁・不足励磁を防ぐため、出力される周波数と電圧とを一定比を保ったまま変化させるＶ／Ｆ一定制御か採用される。このためにＰＡＭインバータ装置では、電圧制御用スイッチング素子を制御してインバータ主回路の直流電圧を広節囲に制御できるようにしている。このうち、例えばチョッパ方式によりインバータ主回路の直流電圧を制御するようにしたＰＡＭインバータ装置の基本構成を第３図に示す。 交流電源１からの交流は整流回路２により整流され、コンデンサ３により平滑化される。直流電流は電圧制御用スイッチング素子たるチョッパトランジスタ４によりオンオフされ、直流リアクトル５及びコンデンサ６により平滑化してインバータ主回路７に供給される。この構成でインバータ主回路７に印加される直流電圧Ｅ２、は、チョッパトランジスタ４のオンデューティー比α（０≦α≦１）に応じて変化し、コンデンサ３の端子電圧をＥ１とすると、０≦Ｅ２＜Ｅ１の範囲で変化させることかできる。そして、インバータ主回路７の直流母線間には抵抗８及び放電用スイッチング素子たる放電用トランジスタ９の直列回路からなる回生電力放電回路１０が設けられている。 この回生電力放電回路１０の放電用トランジスタ９は、電動機の急減速時に電動機からの回生電力によって主回路電圧が急上昇した場合や、例えば過電圧保護機能が作動してから十分な時間が経過していないためコンデンサ６の端子電圧か未だに高い時点でインバータ装置を再起動させるこのになる場合等、実際の主回路電圧が指令電圧値を上回った場合に導通される。これにて主回路電圧を低下させるのである。このような場合に回生電力放電回路１０を作動させる理由は、主回路電圧が高いままであると、Ｖ／Ｆ比が一定に保たれなくなり、このため電動機か過励磁状態に陥って過電流か流入するおそれがあるため、コンデンサ６の放電により主回路電圧を低下させる必要があるからである。」（明細書２頁４行－４頁３行） 「 ［図：0001395180000007.jpg］ 第３図」 コ 参考資料４ （ア）参考資料４の記載事項 令和４年４月２６日の申立人による意見書で挙げられた参考資料４（Ali Kashefi Kaviani, Brian Hadley,and Behrooz Mirafzal, A TIME-Coordination Approach for Regenerative Energy Saving in Multiaxis Motor-Drive Systems、IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.27,NO.2,FEBRUARY 2012,pp.931-941）には、以下の事項が記載されている。 Ａ 「 ［図：0001395180000008.jpg］ Fig. 2.A two-axis motor-drive system fed through a common dc-bus.」（第９３２頁右欄） Ｂ 「 II.System Description As can be seen in Fig. 2, the case study system consists of a full bridge rectifier, a resistive brake, and two PM synchronous motors fed by two inverters, which are energized from a common dc-bus. This configuration is defined herein as a two-axis motor-drive system. The resistive brake dissipates the regenerative energy and maintains the dc-bus voltage within a reasonable range. The objective is to minimize the dissipated energy in the resistive brake, which subsequently leads to a reduction in the amount of the energy provided from the grid. For simplicity, the two-axis (including; inverters, motors, and loads) are assumed identical, and all of the system losses, including the energy losses (in mechanical and electrical systems), as well as the time delays (in sensing, controlling, and switching processes), are neglected. Meanwhile, the motor loads are assumed to be inertial loads, and the speed profiles follow a trapezoidal-shaped command as shown in Fig. 3. In general, the dc-bus voltage increases when the stored energy in the motor-load inertia is fed back into the electrolytic capacitors connected to the common dc-bus during a regenerative time-interval. In this situation, if the dc-bus voltage exceeds a certain limit, the resistive brake dissipates the extra energy in order to maintain the dc-bus voltage within its nominal range. Also, when the dc-bus voltage exceeds a certain level, the rectifier’s diodes become reverse-biased until the dc-bus voltage drops again and the system begins to absorb energy from the grid.」（第９３２頁右欄１行－末行） （当審訳：ＩＩ．システムの説明 図２に示すように、ケーススタディシステムは、フルブリッジ整流器、抵抗ブレーキ、および共通のＤＣバスから給電される２つのインバーターによって給電される２つのＰＭ同期モーターで構成されています。この構成は、本明細書では２軸モータ駆動システムとして定義されている。抵抗ブレーキは回生エネルギーを消費し、ＤＣバス電圧を妥当な範囲内に維持します。目的は、抵抗ブレーキで消費されるエネルギーを最小限に抑えることです。これにより、グリッドから提供されるエネルギー量が削減されます。簡単にするために、２軸(インバータ、モーター、および負荷を含む)は同一であると想定され、エネルギー損失(機械的および電気的システム)、および時間遅延(センシング、プロセスの制御と切り替え)は無視されます。一方、モーター負荷は慣性負荷と見なされ、速度プロファイルは図３に示すように台形のコマンドに従います。一般に、モーター負荷慣性に蓄積されたエネルギーが回生時間間隔に、共通のＤＣバスに接続された電解コンデンサにフィードバックされます。この状況では、ＤＣバス電圧が特定の制限を超えると、抵抗ブレーキが余分なエネルギーを放散し、ＤＣバス電圧を公称範囲内に維持します。また、ＤＣバス電圧が特定のレベルを超えると、ＤＣバス電圧が再び低下し、システムがグリッドからエネルギーを吸収し始めるまで、整流器のダイオードが逆バイアスされます。） （３）取消理由についての当審の判断 ア 理由１について（特許法第２９条第２項） （ア）本件特許発明１について 本件特許発明１と引用発明を対比すると、上記２（３）ア（ア）で検討したように相違点１、２で相違する。 そして、相違点２については、上記２（３）イ（イ）で検討したように、引用発明に基づいて当業者が容易に想到し得たものではない。 したがって、本件特許発明１は、甲第１号証に記載された発明に基づいて当業者が容易に発明することができたものではない。 （イ）本件特許発明２－４、６、９、１０、２２、２３について 本件特許発明２－４、６、９、１０、２２、２３はいずれも請求項１を直接または間接的に引用するものである。したがって、本件特許発明２－４、６、９、１０、２２、２３は、本件特許発明１の発明特定事項をすべて含みさらに他の発明特定事項を追加して限定したものであって、また、甲第２－６号証には、上記相違点２に係る構成は記載されていないことから、上記本件特許発明１についての判断と同様の理由により、本件特許発明２－４、６、９、１０、２２、２３は、甲第１号証に記載された発明、及び甲第２－６号証に記載された技術事項に基づいて当業者が容易に発明することができたものではない。 （ウ）本件特許発明５、７ 請求項５、７については、本件訂正請求により請求項５、７は削除されたから、申立ての対象となる請求項が存在しない。 イ 理由２について（特許法第３６条第６項第２号） 請求項８の記載には、「一部」のみとは記載されておらず、共振が発生するすべての期間も含まれることは明らかである。 したがって、本件の請求項８に係る特許は、特許請求の範囲の記載が特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してなされたものであるということはできない。 第４ 申立人のその他の主張について １ 申立人の主張 申立人は、令和４年１１月１５日提出の意見書において、概ね、以下のような主張を行っている。 （１）特許法第２９条第１項３号について ア 本件特許発明１について 引用発明の「抵抗(46)」、「ダイオード(4a)」は、各々、本件特許発明１の「抵抗(51)」、「オンオフする半導体素子(52)」に相当し、「RCD回路(4)」及び「直列回路(5)」は、本件特許発明1の「互いに直列に接続された抵抗(51)及びオンオフする半導体素子(52)を有し、上記コンデンサ(31)に対し並列に接続され、上記インバータ回路(40)を、該インバータ回路(40)に印加される過電圧から保護する過電圧保護回路(50)」に相当する。 また、過電圧保護回路(50)に相当する「直列回路(5)」は、引用文献１（甲第１号証）の段落００４７に記載されているように、スイッチとしてのリレー(5a)を有している。さらに、段落００４８、００４９、００７５に記載されているように、コントローラ(10)は、リレー(5a)のオンオフを制御するスイッチ制御部としてのリレー制御部(14)を備えており、オンオフ制御することにより第1コンデンサ(3a)の過剰な電圧上昇をより確実に抑制できる。ここで、リレー(5a)をオンオフすることにより、ダイオード(4a)のオンオフを制御することになる。 したがって、上記引用発明の「コントローラ(10)」は、本件特許発明１の「上記インバータ回路(40)及び上記過電圧保護回路(50)の上記半等体素子(52)のオンオフを制御する制御回路(60, 70)」に相当する。 また、本件特許発明１は、コンデンサにエネルギーを蓄える構成を排除しておらず、本件特許発明１により、「半導体素子(52)をオンすることで、抵抗(51)によりエネルギーを熱として放出できるので、引用文献１のようにスイッチをオンすることでコンデンサにエネルギーを蓄える構成に比べ、回路部品を小型化できる」といった効果は、必ずしも生じ得るものではない。 以上のとおり、本件特許発明１は、引用文献１に記載された発明であり、取り消されるべきである。（意見書２頁１５行－３頁２０行） （２）特許法第２９条第２項について ア 本件特許発明１について 甲第４号証及び参考資料１―４はともに交流電源と負荷との間に設けられ、所定の交流電力を負荷に供給する電力変換装置に関する技術であり、互いに直列に接続された抵抗及びオンオフする半導体素子を有し、コンデンサに対し並列に接続され、制御回路が半導体素子をオンオフ制御する構成が開示されており、上記構成は従来周知の技術事項にすぎない。 したがって、上記の従来周知の技術事項を引用文献１に記載された発明に適用することは当業者にとって適宜なし得ることにすぎない。 引用文献１及び上記の従来周知の技術事項から、過電圧保護回路が、抵抗に接続されたオンオフする能動素子である半導体素子を有し、制御回路が、過電圧保護回路を制御するので、半導体素子を受動素子のダイオードとした場合に比べ、過電圧保護回路を動作させるタイミングや期間を、制御回路の設計によって自由に設定し易くなるという効果を得ることができる。また、半導体素子をオンすることで、抵抗によりエネルギーを熱として放出できるので、回路部品を小型化できる。 以上のとおり、本件特許発明１は、引用文献１及び上記の従来周知の技術事項から当業者が容易に発明できたものであり、取り消されるべきである。（意見書３頁２１行－５頁１２行） イ 本件特許発明２について また、請求項１を引用する請求項２に係る本件特許発明２は、「コンデンサ(31)の容量は、スイッチング素子(41a,～46a)のスイッチング周期間におけるコンデンサ(31)の電圧変励を、コンデンサ(31)の電圧の平均値の1 /10以下に抑えるように設定されている」ことを構成要件としている。しかしながら、1/1 0以下にすることについて、本件特許明細書に、それに対応する効果が記載されておらず、スイッチング周期間における電圧変動をコンデンサ電圧の平均値に対してどの程度抑えるかは当業者が涌宜選択し得る設計的事項に過ぎない。したがって、本件特許発明２は、引用文献 １に記載された発明、又は引用文献１及び従来周知の技術事項から当業者が容易に発明できたものであり、取り消されるべきである。（意見書５頁１３行－２５行） ウ 本件特許発明８について 上記イの点に加え、さらに、引用文献１の段落００８６6、００８７に記載されているように、コントローラ(10)は、直流リンク部(3)に印加される電圧が、第１コンデンサ(3a)の耐圧から余裕をみた閾値(vthl)を超えたときに、リレー(5a)をオン状態にし、閾値(vthl)以下のとき、オフ状態にする。すなわち、コントローラ(10)は、交流電源(7)の電圧が急上昇した直後に閾値(vthl)に達すると、リレー(5a)をオン状態にし、閾値(vthl)以下になるとオフ状態にして、第1コンデンサ(3a)が充電される期間の一部において、過電圧保護回路を動作させていることから、本件特許発明８の「上記制御回路(60, 70)は、上記コンデンサ(31)を含む回路で共振が発生する期間の一部において、上記過電圧保護回路(50)を動作させること」に相当する。 以上のとおり、本件特許発明８は、引用文献１から当業者が容易に発明できたものであり、取り消されるべきである。（意見書６頁１２行－７頁６行） エ 本件特許発明９について 上記ウの点に加え、さらに、甲第４号証の段落００１３には、過電圧保護回路が動作するレベルと動作を停止するレベルに比較器４６’がヒステリシス特性を有することが開示されており、かかる技術を引用文献1に記載された発明に適用して、第２所定値を第１所定値よりも低く設定することは、当業者にとって適宜なし得ることにすぎない。（意見書８頁４行－２１行） オ 本件特許発明１０について 上記ウの点に加え、さらに、甲第５号証の段落０００６、段落０００７に「過電圧を検出後、所定時間の間、負極側アームの短絡を持続し、所定時間経過後に短絡を解除する」と記載されているように、過電圧保護を行うにあたって、所定時間だけ過電圧保護を実施し、所定時間後に過電圧保護を停止することは出願時の周知技術である。 したがって、上記周知技術を引用文献１に記載された発明に適用して、過電圧保護回路(50)が動作を開始して安ら所定時間経過した場合、半導体素子(52)をオフさせて過電圧保護回路(50)の動作を停止させることは、当業者にとって適宜なし得ることにすぎない。（意見書９頁１行－１８行） ２ 上記主張について検討する。 （１）特許法第２９条第１項３号について 確かに、引用発明における、本件特許発明１の過電圧保護回路(50)に対応する「直列回路(5)」は、スイッチとしてのリレー(5a)を有し、コントローラ(10)は、リレー(5a)のオンオフを制御するものである。 しかしながら、ダイオードは、加わる電圧によってオンオフするものであって、制御部等によって外部からオンオフが制御されるものではない。したがって、引用発明において、リレー(5a)のオフとなっている場合でも、ダイオード(4a)に閾値電圧の電圧が印加されなければオフのままであり、また、リレー(5a)のオンとなっている場合でも、何らかの要因でダイオード(4a)に閾値電圧の電圧が印加されてしまえばオンされるものであって、「コントローラ(10)」がリレー(5a)をオンオフすることにより、ダイオード(4a)のオンオフを制御しているとはいえない。 したがって、本件特許発明１は、引用文献１に記載された発明であるとはいえない。 （２）特許法第２９条第２項について ア 本件特許発明１について 確かに、甲第４号証及び参考資料１―４に記載されるように、交流電源と負荷との間に設けられ、所定の交流電力を負荷に供給する電力変換装置において、互いに直列に接続された抵抗及びオンオフする半導体素子を有し、コンデンサに対し並列に接続され、制御回路が半導体素子をオンオフ制御する構成は周知の技術にすぎない。 しかしながら、上記第３の２（３）イ（イ）で検討したように、引用発明の「ＲＣＤ回路（4）」及び「直列回路（5）」の「第２コンデンサ(4a)」は、コントローラ（10）の電源として利用されるものであり、仮に、周知の過電圧保護回路に代えてしまうと、コントローラ（10）の電源がなくなってしまうことから、引用発明の「ＲＣＤ回路（4）」及び「直列回路（5）」を周知の過電圧保護回路に代えることには阻害要因があるといえる。 したがって、本件特許発明１は、引用発明及び周知の技術事項から当業者が容易に発明できたものであるとはいえない。 イ 本件特許発明２、８、９、１０について 本件特許発明２、８、９、１０は、本件特許発明１の、「オンオフする半導体素子（52）」、及び「上記インバータ回路（40）及び上記過電圧保護回路（50）の上記半導体素子（52）のオンオフを制御する制御回路（60,70）」を有するものであるから、本件特許発明１と同様の理由により、引用発明及び周知の技術事項から当業者が容易に発明できたものであるとはいえない。 したがって、申立人の上記主張は、いずれも採用することができない。 第５ むすび 以上のとおりであるから、取消理由通知（決定の予告）に記載した取消理由及び特許異議申立書に記載した特許異議申立理由によっては、請求項１－４、６、８－１０、２２、２３に係る特許を取り消すことはできない。 また、他に請求項１－４、６、８－１０、２２、２３に係る特許を取り消すべき理由を発見しない。 そして、本件訂正請求により請求項５、７は削除されたから、請求項５、７に係る特許についての本件特許異議の申立ては、申立ての対象が存在しないものとなったため、特許法第１２０条の８第１項で準用する同法第１３５条の規定により却下すべきものである。 よって、結論のとおり決定する。