2021-003051

本願は、２０１６年（平成２８年）９月１６日を国際出願日とする出願であって、その手続の経緯は以下のとおりである。

ア．引用文献１

（ア）当審の令和４年２月３日付け拒絶理由通知（最後）に引用された、特開２０１２－１３０１７３号公報（以下、「引用文献１」という。）には、「電力供給装置」について、図面とともに以下の記載がある。なお、下線は当審で付与した。

「【０００１】

本発明は、電力供給装置に関し、特に、電気自動車などの電池の充電に用いられる非接触型の電力供給装置に関する。」

「【０００７】

本発明の主な利点は、共振型の非接触充電用の電力供給装置において、電力供給装置の大型化を招くことなく、１次コイルと２次コイルとの相対的な位置が適正位置からずれた場合の充電効率の低下を抑制できる技術を提供することである。」

「【００３３】

Ａ．第１実施例：

図１は、第１実施例における非接触充電を行うシステムの電気的構成を示す図である。このシステムは、電力供給装置１００と、電池を備える電池システム２００とを含んでいる。

【００３４】

続きを表示（全17行）

電力供給装置１００は、電池システム２００に対して、電池システム２００が備える電池を充電するための電力を、電磁誘導を利用して非接触で供給する装置である。電力供給装置１００は、電源１１０と、１次側整流回路１２０と、インバータ回路１３０と、電流検出器１４０と、電圧検出器１５０と、１次側共振回路１６０と、制御回路１７０と、電池システム２００と通信を行うための１次側通信回路１８０とを備えている。

【００３５】

電源１１０は、１００Ｖあるいは２００Ｖの家庭用電源などの交流電源である。１次側整流回路１２０は、電源１１０から供給された交流電力を整流して直流電力に変換する回路である。インバータ回路１３０は、１次側整流回路１２０から出力された直流電力をスイッチングして任意の周波数の交流電力を生成して１次側共振回路１６０に供給する回路である。インバータ回路１３０は、例えば、２０ｋＨｚ（キロヘルツ）程度の周波数の交流電力を生成可能な高周波フルブリッジインバータである。電流検出器１４０は、１次側共振回路１６０を流れる電流（以下、１次側電流Ｉｉｎとも呼ぶ。）を検出する回路である。電圧検出器１５０は、１次側共振回路１６０に印可された電圧（以下、１次側電圧Ｖｉｎとも呼ぶ。）を検出する回路である。

【００３６】

１次側共振回路１６０は、後述する電池システム２００の２次側共振回路２１０に対して非接触で電力を伝送するためのＬＣ直列共振回路である。１次側共振回路１６０は、直列共振コンデンサとして、標準コンデンサＣｓと、第１の容量減少用コンデンサＣ１と、第２の容量減少用コンデンサＣ２とを備えている。これらの３つのコンデンサは、直列に接続されている。標準コンデンサＣｓは常に有効な状態にされている。一方、第１の容量減少用コンデンサＣ１は、第１の容量減少用コンデンサ切替スイッチＳＷ１によって、有効な状態と無効な状態とに切替可能に構成されている。第２の容量減少用コンデンサＣ２は、第２の容量減少用コンデンサ切替スイッチＳＷ２によって、有効な状態と無効な状態とに切替可能に構成されている。

【００３７】

１次側共振回路１６０は、さらに、直列共振コンデンサと直列に配列された１次コイルＬ１を備えている。１次コイルＬ１は、例えば、心材としてのフェライトコアにリッツ線を巻いて形成されている。１次コイルＬ１の一部は、インダクタンス切替スイッチＳＷ３によって、有効な状態と無効な状態に切替可能に構成されている。この結果、インダクタンス切替スイッチＳＷ３を切り替えることによって、１次コイルＬ１のインダクタンスを２段階に切り替えることができる。ここで、コンデンサやコイルが無効な状態にあるとは、コンデンサやコイルの両極が短絡されて、当該両極間に電位差が生じないようにされている状態にあることを言う。コンデンサやコイルが有効な状態にあるとは、コンデンサやコイルの両極が短絡されておらず、当該両極間に電位差が生じ得る状態にあることを言う。

【００３８】

制御回路１７０は、電力供給装置１００の動作を制御する回路であり、ＣＰＵとメモリとを備えた汎用のコンピュータ、あるいは、電力供給装置１００の制御を実現するために専用に設計されたハードウェアである。制御回路１７０は、例えば、制御プログラムを実行することによって、力率算出部Ｍ１と、インバータ制御部Ｍ２と、状態制御部Ｍ３と、警告部Ｍ４としての機能を実現する。力率算出部Ｍ１は、電流検出器１４０により検出された１次側電流と、電圧検出器１５０により検出された１次側電圧とに基づいて、１次側共振回路１６０の力率を算出する。ここで、１次側電流と１次側電圧との位相差をθ（１次側電流が１次側電圧に対して遅れる場合を正とする）とすると、力率φはｔａｎθで表される。インバータ制御部Ｍ２は、インバータ回路１３０を制御して、１次側共振回路１６０に供給される交流電力の周波数を所望の値に制御する。状態制御部Ｍ３は、力率の値に基づいて、１次側共振回路１６０の状態を制御する。具体的には、状態制御部Ｍ３は、第１の容量減少用コンデンサ切替スイッチＳＷ１、第２の容量減少用コンデンサ切替スイッチＳＷ２、インダクタンス切替スイッチＳＷ３の切替制御を行って、１次側共振回路１６０の状態を、後述する無調整状態、１段階調整状態、２段階調整状態、３段階調整状態のいずれかに制御する。警告部Ｍ４は、力率の値に基づいて、ユーザーに対する警告を行う。警告は、電池システム２００に対する電力の供給に支障がある旨を利用者に対して通知するものであり、例えば、車両内のアラーム、利用者の家の表示装置への表示、利用者の携帯電話へのメールなどの態様で行われる。

【００３９】

電池システム２００は、２次側共振回路２１０と、２次側整流回路２２０と、充電回路２３０と、電池２４０と、モータ駆動回路２５０と、モータ２６０と、２次側通信回路２７０とを備えている。電池２４０は、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池などの充電を行うことで繰り返し直流電源として利用可能な充電池である。モータ駆動回路２５０は、電池２４０から供給される直流電力をスイッチングして交流電力を生成して、生成した交流電力をモータ２６０に供給してモータ２６０を駆動する回路である。

【００４０】

２次側共振回路２１０は、電力供給装置１００の１次側共振回路１６０から電力を受け取るためのＬＣ並列共振回路である。２次側共振回路２１０は、２次コイルＬ２と、２次コイルＬ２と並列に接続された並列共振コンデンサＣｐとを備えている。２次コイルＬ２は、１次コイルＬ１と同様に、例えば、心材としてのフェライトコアにリッツ線を巻いて形成されている。２次側整流回路２２０は、２次側共振回路２１０にて受け取った交流を整流して直流に変換する回路である。充電回路２３０は、２次側整流回路２２０から出力された直流電力を、降圧または昇圧して所望の電圧の電力に変換し、電池２４０に供給する回路である。これにより、充電回路２３０は、電池２４０を充電する。２次側通信回路２７０は、電力供給装置１００の１次側通信回路１８０と通信を行う回路である。」

「【００６２】

一方、力率φｃが目標力率φｎｍを下回ると判断すると（ステップＳ１８０：ＮＯ）、制御回路１７０の状態制御部Ｍ３は、１次側共振回路１６０の状態を３段階調整状態に制御する（ステップＳ１９０）。すなわち、状態制御部Ｍ３は、１次側共振回路１６０の状態を、２段階調整状態から３段階調整状態に切り替える。具体的には、状態制御部Ｍ３は、図５に示すように、インダクタンス切替スイッチＳＷ３をＯＦＦからＯＮに切り替えて、１次コイルＬ１の一部を有効な状態から無効な状態に切り替え、１次コイルＬ１のインダクタンスを小さくさせる。力率φｃが目標力率φｎｍを下回る場合は、１次コイルＬ１に対する２次コイルＬ２の位置ずれが大きく、１次側共振回路１６０を２段階調整状態としてもなお伝送効率が低く、目標効率を達成していないと判断できる。このため、かかる場合には、力率がさらに大きくなるように１次側共振回路１６０の特性を調整すべく、状態制御部Ｍ３は、１次側共振回路１６０の状態を、２段階調整状態から３段階調整状態に切り替えている。」

「【００７０】

以上説明した第１実施例によれば、１次側電流Ｉｉｎと１次側電圧Ｖｉｎとに基づいて力率φａ～φｃを算出し、当該力率φａ～φｃが目標力率φｎｍを下回った場合に、力率を大きくするように、１次側共振回路１６０における直列共振コンデンサの静電容量、または、インダクタンスを調整する。この結果、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２との相対的な位置が適正位置からずれた場合でも、１次側共振回路１６０および２次側共振回路２１０の共振状態を、当該ずれた位置における適正な共振状態に近づけることができる。そして、例えば、かかる共振状態の修正のために、多数の１次コイルを用意する必要もないため、電力供給装置１００の大型化を抑制できる。したがって、電力供給装置１００の大型化を招くことなく、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２との相対的な位置ずれに起因する電力伝送の効率の低下を抑制することができる。電力伝送の効率の低下は、１次側電流Ｉｉｎの増加（過電流）を招き、過電流は、発熱等の問題を引き起こす。」

「【００８８】

・第１変形例：

上記実施例では、上述した１次側共振回路１６０の特性を調整する３つの具体的手法、すなわち、

１）直列共振コンデンサの静電容量Ｃを小さくする

続きを表示（全13行）

２）１次側共振回路１６０に供給される交流の周波数を小さくする

３）１次コイルＬ１のインダクタンスを小さくする

のうち、１）と３）の手法、すなわち、１次側共振回路１６０のリアクタンスを調整する手法を用いている。１）と３）の手法と共に、または、これに代えて、２）の手法を用いても良い。この場合は、制御回路１７０のインバータ制御部Ｍ２によるインバータ回路１３０のスイッチング制御を変更して、１次側共振回路１６０に供給される交流電力の周波数ｆを標準状態より小さくすれば良い。こうすれば、１次コイルＬ１に対する２次コイルＬ２の位置が適正位置からずれた場合に、電力供給装置１００および電池システム２００から成るシステムの力率を上昇させると共に、電力の伝送効率を向上させることができる。上記１）～３）の手法は、適宜、組み合わせて用いられても良いし、単独で用いられても良い。

【００８９】

ここで、上記の３つの具体的手法の利点について述べる。１）の手法、すなわち、直列共振コンデンサの静電容量を小さくする場合には、静電容量を小さくするための構成（上記実施例では、第１の容量減少用コンデンサＣ１、第２の容量減少用コンデンサＣ２、第１の容量減少用コンデンサ切替スイッチＳＷ１、第２の容量減少用コンデンサ切替スイッチＳＷ２）は、１次コイルＬ１と異なり、充電時における２次コイルＬ２との位置関係を考慮する必要がないため、配置の自由度が高い（例えば、１次コイルＬ１とは離れた場所にも配置できる）ので、電力供給装置１００、１００Ａの設計の自由度を損なうことを抑制できる。

【００９０】

２）の手法、すなわち、１次側共振回路１６０に供給される交流の周波数ｆを小さくする場合には、インバータ回路１３０のスイッチング制御を変更するだけで良いので、１次側共振回路１６０に、特別な構成を何ら設ける必要がなく、電力供給装置１００、１００Ａの大型化を効果的に抑制できる。また、周波数ｆは、多段階に変更することが容易である。

【００９１】

３）の手法、すなわち、１次コイルＬ１のインダクタンスを小さくする場合には、インダクタンスを小さくするための構成であるインダクタンス切替スイッチＳＷ３は、１次コイルを複数用意する場合と比較して、大幅に大きさを小さくできるため、電力供給装置１００、１００Ａの大型化を効果的に抑制できる。」

【図１】

［図：0001391318000001.jpg］

（イ）上記記載から、引用文献１には、次の技術事項が記載されているものと認められる。

・【０００１】、【０００７】の記載によれば、引用文献１には、「１次コイルと２次コイルとの相対的な位置が適正位置からずれた場合の充電効率の低下を抑制できる」「非接触型の電力供給装置」が記載されている。

・【００３４】の記載によれば、「電力供給装置１００」は、「電池システム２００に対して、」「電力を、電磁誘導を利用して非接触で供給する」ものである。また、「電力供給装置１００は、」「インバータ回路１３０と、」「１次側共振回路１６０と、制御回路１７０」「とを備えている」。

・【００３５】の記載によれば、「インバータ回路１３０は、」「直流電力をスイッチングして任意の周波数の交流電力を生成して１次側共振回路１６０に供給する回路である」。

・【００３６】の記載によれば、「１次側共振回路１６０は、」「非接触で電力を伝送するためのＬＣ直列共振回路」であり、「１次側共振回路１６０は、直列共振コンデンサとして、標準コンデンサＣｓと、第１の容量減少用コンデンサＣ１と、第２の容量減少用コンデンサＣ２とを備えている」から、複数の直列共振コンデンサを備えているといえる。また、【００３７】の記載によれば、「１次側共振回路１６０は、」「直列共振コンデンサと直列に配列された１次コイルＬ１を備えて」おり、「１次コイルＬ１の一部は、インダクタンス切替スイッチＳＷ３によって、有効な状態と無効な状態に切替可能に構成され」、「１次コイルＬ１のインダクタンスを２段階に切り替えることができる」。

してみると、１次側共振回路１６０は、非接触で電力を伝送するためのＬＣ直列共振回路であり、複数の直列共振コンデンサと直列共振コンデンサと直列に配列された１次コイルＬ１とを備え、１次コイルＬ１の一部は、インダクタンス切替スイッチＳＷ３によって、有効な状態と無効な状態に切替可能に構成され、１次コイルＬ１のインダクタンスを２段階に切り替えることができる。

・【００３８】の記載によれば、「制御回路１７０は、電力供給装置１００の動作を制御する回路であり、」「力率算出部Ｍ１と、インバータ制御部Ｍ２と、状態制御部Ｍ３」「を実現する」ものである。また、「インバータ制御部Ｍ２は、インバータ回路１３０を制御して、１次側共振回路１６０に供給される交流電力の周波数を所望の値に制御」し、「状態制御部Ｍ３は、力率の値に基づいて、」「インダクタンス切替スイッチＳＷ３の切替制御を行って、１次側共振回路１６０の状態を」「制御する」。

・【００３９】の記載によれば、「電池システム２００は、２次側共振回路２１０」「を備えている」。

・【００４０】の記載によれば、「２次側共振回路２１０は、電力供給装置１００の１次側共振回路１６０から電力を受け取るためのＬＣ並列共振回路であ」り、「２次コイルＬ２と、２次コイルＬ２と並列に接続された並列共振コンデンサＣｐとを備えている」。

・【００６２】の記載によれば、「力率φｃが目標力率φｎｍを下回ると判断すると」、「状態制御部Ｍ３は、」「インダクタンス切替スイッチＳＷ３をＯＦＦからＯＮに切り替えて、１次コイルＬ１の一部を有効な状態から無効な状態に切り替え、１次コイルＬ１のインダクタンスを小さくさせる」。また、「力率φｃが目標力率φｎｍを下回る場合は、１次コイルＬ１に対する２次コイルＬ２の位置ずれが大きく、」「伝送効率が低く、目標効率を達成していないと判断できる」。【００７０】の記載によれば、「力率φａ～φｃが目標力率φｎｍを下回った場合に、力率を大きくするように、１次側共振回路１６０における」「インダクタンスを調整する」。「この結果、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２との相対的な位置が適正位置からずれた場合でも、１次側共振回路１６０および２次側共振回路２１０の共振状態を、当該ずれた位置における適正な共振状態に近づける」。

してみると、力率が目標力率を下回る場合は、１次コイルＬ１に対する２次コイルＬ２の位置ずれが大きく、伝送効率が低く、目標効率を達成していないと判断し、状態制御部Ｍ３は、インダクタンス切替スイッチＳＷ３をＯＦＦからＯＮに切り替えて、１次コイルＬ１の一部を有効な状態から無効な状態に切り替え、１次コイルＬ１のインダクタンスを小さくさせ、１次側共振回路１６０および２次側共振回路２１０の共振状態を、当該ずれた位置における適正な共振状態に近づける制御を行うようにしたものである。

・【００８８】の記載によれば、「１次側共振回路１６０の特性を調整する」「手法」を「２）１次側共振回路１６０に供給される交流の周波数を小さくする」、「３）１次コイルＬ１のインダクタンスを小さくする」とした場合、「３）の手法と共に、」「２）の手法を用いても良」く、「手法は、適宜、組み合わせて用いられても良い」。また、「２）の手法を用い」る「場合は、制御回路１７０のインバータ制御部Ｍ２によるインバータ回路１３０のスイッチング制御を変更して、１次側共振回路１６０に供給される交流電力の周波数ｆを標準状態より小さくすれば良い」。

してみると、１次コイルＬ１のインダクタンスを小さくする手法と共に、制御回路１７０のインバータ制御部Ｍ２によるインバータ回路１３０のスイッチング制御を変更して、１次側共振回路１６０に供給される交流電力の周波数ｆを標準状態より小さくする手法が、適宜、組み合わせて用いられるといえる。

・【００９０】の記載によれば、「１次側共振回路１６０に供給される交流の周波数ｆを小さくする場合には、」「周波数ｆは、多段階に変更することが容易である」。

（ウ）上記技術事項及び図面を総合勘案すると、引用文献１には、「電力供給装置」として次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されているものと認められる。

「電池システム２００に対して、電力を電磁誘導を利用して非接触で供給する電力供給装置１００であって、

電力供給装置１００は、インバータ回路１３０と、１次側共振回路１６０と、制御回路１７０とを備え、

インバータ回路１３０は、直流電力をスイッチングして任意の周波数の交流電力を生成して１次側共振回路１６０に供給する回路であり、

１次側共振回路１６０は、非接触で電力を伝送するためのＬＣ直列共振回路であり、複数の直列共振コンデンサと直列共振コンデンサと直列に配列された１次コイルＬ１とを備え、１次コイルＬ１の一部は、インダクタンス切替スイッチＳＷ３によって、有効な状態と無効な状態に切替可能に構成され、１次コイルＬ１のインダクタンスを２段階に切り替えることができ、

続きを表示（全11行）

制御回路１７０は、電力供給装置１００の動作を制御する回路であり、力率算出部Ｍ１と、インバータ制御部Ｍ２と、状態制御部Ｍ３を実現するものであり、インバータ制御部Ｍ２は、インバータ回路１３０を制御して、１次側共振回路１６０に供給される交流電力の周波数を所望の値に制御し、状態制御部Ｍ３は、力率の値に基づいて、インダクタンス切替スイッチＳＷ３の切替制御を行って、１次側共振回路１６０の状態を制御するものであり、

電池システム２００は、２次側共振回路２１０を備え、

２次側共振回路２１０は、電力供給装置１００の１次側共振回路１６０から電力を受け取るためのＬＣ並列共振回路であり、２次コイルＬ２と、２次コイルＬ２と並列に接続された並列共振コンデンサＣｐとを備えているものであり、

力率が目標力率を下回る場合は、１次コイルＬ１に対する２次コイルＬ２の位置ずれが大きく、伝送効率が低く、目標効率を達成していないと判断し、状態制御部Ｍ３は、インダクタンス切替スイッチＳＷ３をＯＦＦからＯＮに切り替えて、１次コイルＬ１の一部を有効な状態から無効な状態に切り替え、１次コイルＬ１のインダクタンスを小さくさせ、１次側共振回路１６０および２次側共振回路２１０の共振状態を、当該ずれた位置における適正な共振状態に近づける制御を行い、その際、

１次コイルＬ１のインダクタンスを小さくする手法と共に、制御回路１７０のインバータ制御部Ｍ２によるインバータ回路１３０のスイッチング制御を変更して、１次側共振回路１６０に供給される交流電力の周波数ｆを標準状態より小さくする手法が、適宜、組み合わせて用いられ、

１次側共振回路１６０に供給される交流の周波数ｆを小さくする場合には、周波数ｆは、多段階に変更することが容易である

１次コイルと２次コイルとの相対的な位置が適正位置からずれた場合の充電効率の低下を抑制できる非接触型の電力供給装置。」

イ．引用文献２

（ア）当審の令和４年２月３日付け拒絶理由通知（最後）に引用された、特開２００１－２３８３７２号公報（以下、「引用文献２」という。）には、図面とともに以下の記載がある。

「【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は非接触型ＩＣカードにおいてリーダライタ側とＩＣカード側との間でデータの授受のみならず、ＩＣカードを動作させる電力供給も同時に行う方式のＩＣカードシステムに関し、特に、広い動作範囲にわたって電力供給を効率的に行うためのインピーダンス整合手段に係る。」

「【００１０】本発明による電力伝送・信号送受信システムの基本構成を図２に例示する。すなわち、電磁誘導を利用して電力伝送と信号の送受信を行う一組の電磁場発生装置１と電磁場受信装置２において、電磁場発生装置１は非接触型ＩＣカードのリーダライターを形成するもので、少なくとも通信および電力供給を行うために必要な電磁波を発生するための発振回路６と、電磁波のキャリアを変調させる信号変調手段７と、非接触型ＩＣカードとなる電磁場受信装置２により負荷変調される信号を復調するための信号復調手段８とを含む内部回路３と、内部回路３の出力信号に基づいた電磁場を発生するためのアンテナコイル４と、インピーダンス整合を取るための整合回路５を有している。・・・（略）」

「【００１３】また、図３では、インピーダンス可変整合手段１０をアンテナ９の後段に挿入した構成を例示したが、図５に示したように、アンテナコイル９から中点タップを取り出し、アンテナコイル端もしくは中点タップのいずれかを選択して切り替える切り替えスイッチと、アンテナコイル９と並列に挿入した可変容量によって構成し、それらを制御回路１１によって制御しても差し支えない。この場合、アンテナ９の中点タップを使用するために、連続的に特性値を制御することはできず、非連続・離散的に特性値を変化させることになるが、複数の中点タップを取り出して、それらを切り替えることによってほぼ連続的にアンテナ９のインダクタンスをを制御することが可能である。この際にインダクタンスの可変範囲は概略０．５μＨから３μＨ程度の範囲で可変すればよく、例えば、カード形状のような限られた範囲内でもアンテナコイル９の巻き数を１０ターン程度にして中点タップを取り出すことで上記範囲のインダクタンス値の可変を実現することができる。」

「【００１６】また、図２ではインピーダンス可変整合手段１０は電磁場受信装置２内に構成したが、図６に示すように電磁場送信装置１内に構成しても差し支えない。インピーダンス可変整合手段１０は、電磁場送信装置１内の、内部回路３とアンテナコイル４の間に挿入する。また、電磁場受信装置２内のアンテナコイル９と整流回路１２の間に、整合回路５を挿入する。また、インピーダンス可変整合手段１０を制御する制御回路１１も、同様に、電磁場発生装置１内に構成し、その入力はアンテナコイル４の両端で検出した電圧を使用する。このような構成であっても、前述の電磁場受信装置２内にインピーダンス可変整合手段を構成した場合と効果は変わらない。」

［図：0001391318000002.jpg］

［図：0001391318000003.jpg］

（イ）上記記載から、引用文献２には、次の技術事項が記載されているものと認められる。

・【０００１】の記載によれば、「インピーダンス整合手段」は「電力供給を効率的に行うため」のものである。

・【００１０】の記載によれば、「電磁誘導を利用して電力伝送」「の送」「信を行う」「電磁場発生装置」は「電磁場を発生するためのアンテナコイル」を有している。また、【００１６】の記載によれば、「インピーダンス可変整合手段」は「電磁場送信装置」「内に構成」される。

・【００１３】の記載によれば、「インダクタンス値の可変を実現する」「インピーダンス可変整合手段」を「アンテナ」「から中点タップを取り出し、アンテナコイル端もしくは中点タップのいずれかを選択して切り替える切り替えスイッチ」「によって構成」する。

（ウ）以上のことより、引用文献２には、次の技術（以下、「引用文献２記載の技術」という。）が記載されているものと認められる。

「電磁誘導を利用して電力伝送の送信を行う電磁場送信装置内に構成される、電力供給を効率的に行うためにインダクタンス値の可変を実現するインピーダンス可変整合手段を、電磁場を発生するためのアンテナコイルから中点タップを取り出し、アンテナコイル端もしくは中点タップのいずれかを選択して切り替える切り替えスイッチによって構成」する技術。

ウ．引用文献３

（ア）当審の令和４年２月３日付け拒絶理由通知（最後）に引用された、国際公開第２０１５／１４０９１７号（以下、「引用文献３」という。）には、図面とともに以下の記載がある。

「[0009] 以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

実施の形態１．

図１はこの発明の実施の形態１に係る共振型電力伝送装置の構成を示す図である。

共振型電力伝送装置は、図１に示すように、送信電源回路１１、キャパシタ（送信側キャパシタ）１２、送信アンテナ１３、可変制御回路１４、受信アンテナ２１、キャパシタ（受信側キャパシタ）２２、可変制御回路２３及び受信電源回路２４から構成されている。なお、送信電源回路１１、キャパシタ１２、送信アンテナ１３及び可変制御回路１４は送信側電力伝送装置を構成し、受信アンテナ２１、キャパシタ２２、可変制御回路２３及び受信電源回路２４は受信側電力伝送装置を構成する。

[0010] 送信電源回路１１は、送信アンテナ１３への電力の供給を制御するものである。

キャパシタ１２は、スイッチ（ＳＷ）により容量値を可変とする可変型のキャパシタであり、送信アンテナ１３の共振周波数を調整するものである。なお、スイッチとしては、リレー、トランジスタ又はフォトカプラ等が挙げられる。また図では、キャパシタ１２が回路のホット側及びリターン側の両方に接続された場合を示しているが、どちらか一方にのみ設けてもよい。

[0011] 送信アンテナ１３は、スイッチ（ＳＷ）によりコイル長が切替えられることでインダクタンス値を可変とする可変型のインダクタからなり、送信電源回路１１からの電力を受信アンテナ２１に伝送する共振型の電力送信アンテナである（非接触に限定されない）。この送信アンテナ１３は、送信電源回路１１から出力された交流（Ｖ１）を入力して、共振動作を行うことで送信電力を発生し、受信アンテナ２１への電力伝送を実施する。なお、スイッチとしては、リレー、トランジスタ又はフォトカプラ等が挙げられる。」

［図１］

［図：0001391318000004.jpg］

図１からは、送信アンテナ１３の両端にキャパシタ１２を直列に接続することが見てとれる。

（イ）上記記載から、引用文献３には、次の技術事項（以下、「引用文献３記載の技術」という。）が記載されているものと認められる。

「共振型電力伝送装置において、キャパシタを回路のホット側及びリターン側の両方、すなわち、送信アンテナの両端にキャパシタを直列に接続する」技術。

エ．引用文献４

（ア）当審の令和４年２月３日付け拒絶理由通知（最後）に引用された、特開２０１６－１９３７５号公報（以下、「引用文献４」という。）には、図面とともに以下の記載がある。

「【００１６】

図１に示すように、非接触給電システムは、移動体である車両の外部（地上側）に設けられた送電システムＰＳと、車両に設けられた受電システムＰＲとを備えている。

【００１７】

送電システムＰＳは、交流電源１０（系統電源）から出力された交流電圧が入力されるＰＦＣ回路１１、ＤＣＤＣコンバータ１２、インバータ１３、送電側フィルタ回路１４、及び送電パッド１５を備えている。ＰＦＣ回路１１は、入力された交流電圧を直流電圧に整流しつつ、入力電圧及び入力電流の力率改善を行う。ＰＦＣ回路１１は、例えば、ダイオードブリッジからなる全波整流回路と、非絶縁型の昇圧チョッパ回路とを備えている。ＤＣＤＣコンバータ１２は、ＰＦＣ回路１１から出力された直流電圧を所定の直流電圧に変換して出力する。ＤＣＤＣコンバータ１２は、例えば、非絶縁型の降圧チョッパ回路である。」

「【００２４】

送電パッド１５は、送電側コイル１５ａ、第１共振コンデンサ１５ｂ、及び第２共振コンデンサ１５ｃを備えている。送電側コイル１５ａの第１端には、第１共振コンデンサ１５ｂを介して送電パッド１５の第１端が接続されている。送電側コイル１５ａの第２端には、第２共振コンデンサ１５ｃを介して送電パッド１５の第２端が接続されている。送電パッド１５は、ＬＣ直列共振回路を構成する。送電パッド１５は、電磁誘導によって受電システムＰＲの備える受電パッド２０に電力を送るための回路である。なお、本実施形態において、送電側コイル１５ａが「メインコイル」に相当し、各共振コンデンサ１５ｂ，１５ｃが「送電側共振コンデンサ」に相当する。」

【図１】

［図：0001391318000005.jpg］

（イ）上記記載から、引用文献４には、次の技術事項（以下、「引用文献４記載の技術」という。）が記載されているものと認められる。

「非接触給電システムの送電パッドを、送電側コイルの第１端には、第１共振コンデンサを介して送電パッドの第１端が接続され、送電側コイルの第２端には、第２共振コンデンサを介して送電パッドの第２端が接続されている、ＬＣ直列共振回路を構成する」技術。

オ．引用文献５

（ア）当審の令和４年２月３日付け拒絶理由通知（最後）に引用された、特開２０１３－２５８８００号公報（以下、「引用文献５」という。）には、図面とともに以下の記載がある。

「【００２３】

地上側給電回路１３は、整流回路１２から供給される直流電力を交流電力に変換し、地上側スイッチ１５によって地上側コイル１６と接続されている場合に、上記交流電力を地上側コイル１６に供給することで地上側コイル１６と後述する電気自動車２に設けられる車両側コイル３４とによって形成される電磁気結合回路を介して非接触で電気自動車２に電力を供給する。」

「【００３６】

また、地上側給電回路１３と地上側スイッチ１５との間には２つのコンデンサ１６ａが設けられている。このコンデンサ１６ａは、地上側スイッチ１５を介して地上側コイル１６に接続された場合に、地上側コイル１６とともに直列共振回路を形成する。地上側コイル１６は、地上側スイッチ１５によって地上側給電回路１３に接続された場合に、一端が、一方のコンデンサ１６ａを介して地上側給電回路１３のスイッチングレッグＬ１に接続されており、他端が、他方のコンデンサ１６ａを介して地上側給電回路１３のスイッチングレッグＬ２に接続されている。」

【図２】

［図：0001391318000006.jpg］

（イ）上記記載から、引用文献５には、次の技術事項（以下、「引用文献５記載の技術」という。）が記載されているものと認められる。

「地上側給電回路から交流電力を地上側コイルに供給するにあたり、地上側コイルは、一端が、一方のコンデンサを介して地上側給電回路のスイッチングレッグに接続され、他端が、他方のコンデンサを介して地上側給電回路のスイッチングレッグに接続され、コンデンサは、地上側コイルとともに直列共振回路を形成する」技術。

カ．参考文献

（ア）当審の令和４年２月３日付け拒絶理由通知（最後）で提示された、国際公開第２０１５／０８１０６５号（日本語ファミリー：特表２０１６－５４０４７９号公報）（以下、「参考文献」という。）には、以下の記載がある。

「[0006] Resonant inductive power transfer provides a means for the wireless transference of electrical power. The most common application for such technology is for the wireless recharging of batteries. In its most common configuration, alternating current with a line frequency of 50-60 Hz is drawn from the electrical grid, converted to direct current and converted again to alternating current but at a frequency much higher than line frequency.

Inductive transmission frequencies in the range of 20-100 kHz are commonly used. The conversion from line frequency to the much higher inductive transmission frequencies is necessary in order to reduce the size and weight of the wireless transmission inductive components.

[0007] Figure 1 is a conceptual block diagram of a prior art resonant inductive wireless power transfer system. Alternating line current is rectified by line frequency rectifier 10 and ripple filtered by line frequency ripple filter 12 to convert the alternating lines current into direct current that is applied to a DC-to-AC inverter 14 that generates high frequency alternating current at the transmission transformer operating frequency. Transmission transformer 16 is an air core transformer having primary and secondary windings. In this diagrammatic representation, it also includes primary and secondary side resonating capacitors. On the secondary side of the transmission transformer 16, induced current is rectified by high frequency rectifier 18 and ripple filtered by high frequency ripple filter 20 thereby converting it into direct current that is applied to the load 22, usually a battery.」

（日本語ファミリーによる訳：

【０００６】

共振誘導電力伝送は電力の無線移転手段を提供する。このような技術の最も一般的な用途にはバッテリーの無線式再充電がある。その最も一般的な構成では、ライン周波数５０～６０Ｈｚの交流電流が電力系統から引かれ、直流電流に変換され、そして再び交流電流に変換されるが、ただしライン周波数よりはるかに高い周波数の交流電流に変換される。２０～１００ｋＨｚの範囲の誘電伝送周波数が通常用いられる。ライン周波数から前記はるかに高い誘電伝送周波数への変換は、無線伝送誘電構成部品のサイズや重さを減らすのに必要である。

【０００７】

図１は、先行技術の共振誘導無線電力伝送システムの概念的なブロックダイアグラムである。交流ライン電流がライン周波数整流器１０によって整流され且つライン周波数リップルフィルタ１２によってリップルフィルタされて、前記交流ライン電流が直流に変換される。この直流は伝送変成器動作周波数で高周波交流電流を発生するＤＣ－ＡＣインバータ１４に印加される。伝送変成器１６は、一次および二次巻線を有する空芯変成器である。この図示において、それは、また、一次側および二次側の共振するコンデンサーを含む。伝送変成器１６の二次側において、誘導電流は、高周波整流器１８によって整流され且つ高周波数リップルフィルタ２０によってリップルフィルタされ、それにより、それを、負荷２２、一般的にはバッテリーに印加する直流に変換する。）

FIG.1

［図：0001391318000007.jpg］

（イ）上記記載から、参考文献には、次の技術事項が記載されているものと認められる。

・【０００６】の記載によれば、「共振誘導電力伝送」では「直流電流」が「２０～１００ｋＨｚの範囲の」「高い周波数の交流電流に変換される」。

・【０００７】の記載によれば、「共振誘導無線電力伝送システム」では、「直流は」「高周波交流電流を発生するＤＣ－ＡＣインバータ１４に印加」される。してみると、共振誘導電力伝送では、ＤＣ－ＡＣインバータにより直流が高周波交流電流に変換される。

（ウ）以上のことより、参考文献には、次の技術（以下、「参考文献記載の技術」という。）が記載されているものと認められる。

「共振誘導電力伝送では、直流電流が２０～１００ｋＨｚの範囲の高周波交流電流にＤＣ－ＡＣインバータにより変換される」こと。