2020-700676

特許第６６７１１２６号発明「直流電源装置および空気調和機」の特許異議申立事件について，次のとおり決定する。

【結　論】 特許第６６７１１２６号の明細書，特許請求の範囲を訂正請求書に添付された訂正明細書，特許請求の範囲のとおり，訂正後の請求項〔１－８〕について訂正することを認める。 特許第６６７１１２６号の請求項１ないし８に係る特許を維持する。

【理　由】 第１　手続の経緯 特許第６６７１１２６号の請求項１ないし８に係る特許についての出願は，平成２７年９月７日の出願であって，令和２年３月５日にその特許権の設定登録がされ，令和２年３月２５日に特許掲載公報が発行された。 その特許についての本件特許異議の申し立ての経緯は，次のとおりである。 令和２年　９月　９日　　：特許異議申立人　角田　朗（以下，「申立人」という。）による特許異議の申立て 令和２年１１月１８日付け：取消理由通知書 令和３年　１月　６日　　：特許権者による意見書及び訂正請求書の提出 令和３年　３月１７日付け：申立人による意見書の提出 令和３年　４月２３日付け：訂正拒絶理由通知書 令和３年　６月　１日　　：特許権者による意見書及び訂正請求書に係る手続補正書の提出 第２　訂正の適否についての判断 １．訂正の内容 令和３年６月１日提出の手続補正書で補正された令和３年１月６日提出の訂正請求書による訂正の請求は，「特許第６６７１１２６号の明細書，特許請求の範囲を，本訂正請求書に添付した訂正明細書，特許請求の範囲のとおり，訂正後の請求項１～８について訂正することを求める。」ものであり，その訂正（以下「本件訂正」という。）の内容は以下のとおりである（なお，下線は訂正部分を示す。）。 （１）訂正事項１－１ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第７段落の「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段と、」との記載を，「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極との間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段と、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （２）訂正事項１－２ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１０段落の「前記第１の電流検出手段は，前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出し、」との記載を，「前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の他端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の他端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出し、」に訂正する。 （３）訂正事項１－３ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１１段落の「前記制御手段は、負荷の大きさに基づいて、」との記載を，「前記制御手段は、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （４）訂正事項１－４ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１２段落の「前記交流電源の電圧の極性に同期して・・・部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「負荷の大きさに基づいて、前記交流電源の電圧の極性に同期して・・・部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （５）訂正事項１－５ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１２段落の「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御を実施するモードと、」との記載を，「前記交流電源の電圧の極性に同期して極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御を実施するモードと、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （６）訂正事項１－６ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１３段落の冒頭の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って・・・」との記載を，「負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って・・・」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （７）訂正事項１－７ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１３段落の「・・・前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「・・・前記リアクトルを所定周波数 かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （８）訂正事項１－８ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１４段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （９）訂正事項１－９ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１５段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （１０）訂正事項１－１０ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１６段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （１１）訂正事項１－１１ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１７段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （１２）訂正事項１－１２ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１８段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （１３）訂正事項１－１３ 訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１９段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施する、」との記載を，「負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施する、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。） （１４）訂正事項２ 明細書の段落【０００７】の「・・・、前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第２の電流検出手段とを備え、・・・、前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出し、前記制御手段は、負荷の大きさに基づいて、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施することを特徴とする。・・・」との記載を，「・・・、前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極との間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第２の電流検出手段とを備え、・・・、前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の他端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の他端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出し、前記制御手段は、負荷の大きさに基づいて、前記交流電源の電圧の極性に同期して極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施することを特徴とする。・・・」に訂正する。 ２．訂正要件についての判断 （１）一群の請求項について 訂正前の請求項１ないし８について，請求項２ないし８は，請求項１を直接又は間接的に引用しているものであって，訂正される請求項１に連動して請求項２ないし８も訂正されるものである。したがって，訂正前の請求項１ないし８に対応する訂正後の請求項１ないし８は，特許法第１２０条の５第４項に規定する一群の請求項である。 （２）訂正の目的の適否，新規事項の有無，及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否 ア．訂正事項１－１について（なお，下線は当審で付与。以下同じ。） 訂正事項１－１は，訂正前の請求項１の第７段落の「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段と、」との記載を，「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極との間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段と、」に訂正するものであって，明らかに誤記を訂正するものであるから，特許法第１２０条の５第２項ただし書第２号に掲げる「誤記又は誤訳の訂正」を目的とするものである。 そして，本件特許の願書に添付した明細書（以下，単に「本件特許明細書」という。）の段落【００１５】には，「・・・。シャント抵抗Ｒ１はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端子と平滑コンデンサＣ１の負極端子の間に接続されている。・・・」と記載されている。したがって，訂正事項１－１は，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものであり，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項に適合するものである。 さらに，訂正事項１－１は実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項に適合するものである。 イ．訂正事項１－３，１－４，１－６，１－８ないし１－１３について 訂正事項１－３，１－４，１－６，１－８ないし１－１３の，訂正前の請求項１の第１１段落の「前記制御手段は、負荷の大きさに基づいて、」との記載を，「前記制御手段は、」に訂正し，第１２段落から第１９段落の冒頭に「負荷の大きさに基づいて、」を挿入する訂正は，第１２段落から第１９段落の「切り替え」中におけるモードの切り替えが負荷の大きさに基づいて行われていることを明確にするものであるから，特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものである。 そして，本件特許の本件特許明細書の段落【００８１】には，「図１６は、負荷の大きさに応じた直流電源装置の動作モードの切り替えを説明した図である。この図において、第１の閾値を「閾値＃１」、第２の閾値を「閾値＃２」と省略して記載している。また、第１～第８の制御方法を単に「＃１」から「＃８」と省略して記載している。第１制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。なお、図面では、部分スイッチング制御のことを「部分ＳＷ」と省略して記載している。」と記載され，段落【００８２】には，「第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。なお、図面では、高速スイッチング制御のことを「高速ＳＷ」と省略して記載している。」と記載され，段落【００８３】には，「第３制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を行うモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードと、を切り替えるというものである。」と記載され，段落【００８４】には，「第４制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。」と記載され，段落【００８５】には，「第５制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。」と記載され，段落【００８６】には，「第６制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。」と記載され，段落【００８７】には，「第７制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。」と記載され，段落【００８８】には，「第８制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。」と記載され，また，図１６によれば，「閾値＃１」及び「閾値＃２」が異なる負荷の大きさを表していることが読み取れる。 したがって，訂正事項１－３，１－４，１－６，１－８ないし１－１３は，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものであり，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項に適合するものである。 さらに，訂正事項１－３，１－４，１－６，１－８ないし１－１３は実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項に適合するものである。 ウ．訂正事項１－５について 訂正前の請求項１には「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする・・・」と記載されているところ，ここでいう電圧の「極性に同期して」の意味するところが不明確であり，訂正前の請求項１の記載には明瞭でない記載が存在する。 これに対して，訂正後の請求項１では「前記交流電源の電圧の極性の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする・・・」と訂正したものである。そして，発明の詳細な説明には，例えば段落【００３５】に「・・・。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるタイミングである。」と記載され，スイッチング素子のオン／オフを，電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで行うことを意味しているとものと理解することができる。 そうすると，訂正事項１－５は，訂正前の不明瞭さを正してその記載の本来の意味内容を発明の詳細な説明の記載に基づいて明確なものとするものであるといえ，明瞭でない記載の釈明を目的とするものであるということができる。 したがって，訂正事項１－５は，特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものである。 そして，訂正事項１－５は上述のとおり，明瞭でない記載の釈明を目的として訂正前の不明瞭さを発明の詳細な説明の記載に基づいて正すものであって，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり，また，実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものではなく，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 エ．訂正事項１－７について 訂正事項１－７は，訂正前の請求項１の「高速スイッチング制御」の「所定周波数で短絡する」ことが，「所定周波数かつ瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する」こととして構成を付加して限定し，さらに，訂正前の請求項１の「瞬時電流」が「通流率」の「算出」に用いられるものであるとして，「瞬時電流」の技術的意味を明確にしたものである。 したがって，特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる「特許請求の範囲の減縮」，及び第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものである。 そして，本件特許明細書の段落【００８２】には，「第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。」と，また，段落【００３９】には，「≪高速スイッチング動作≫次に直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う高速スイッチング動作について説明する。この動作モードでは、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ２）をスイッチング制御して、リアクトルＬ１を介して回路を短絡させ（以降、「力率改善動作」と呼ぶ）、回路に短絡電流（以降、「力率改善電流」と呼ぶ）を通流させることで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。」と記載され，本件特許明細書には，同期整流制御および交流全周期に亘って，ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御して，リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードが記載されているといえる。 さらに，高速スイッチング制御に関して，本件特許明細書の段落【００５９】には，「さらに、ＭＯＳＦＥＴのデューティｄは、式（７）のように表すことが可能である。【数７】　ｄ＝１－ｋｐ・|ｉｓ|＝１－|ｉｓ|／ａ／Ｉｓ　・・・（７）　但し、ｉｓ：回路電流瞬時値」と，さらに，段落【００６０】には，「以上より、式（６）に示したＫｐ×Ｉｓを制御することで、交流電源電圧Ｖｓの実効値のａ倍に昇圧可能であり、そのときのＭＯＳＦＥＴのデューティｄ（通流率）は、式（７）で与えることができる。」と記載され，本件特許明細書には，リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング動作時のＭＯＳＦＥＴのスイッチング制御が，回路電流瞬時値に基づいて算出される通流率で行われることが記載されている。 したがって，訂正事項１－７は，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものであり，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項に適合するものである。 さらに，訂正事項１－７は実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項に適合するものである。 オ．訂正事項１－２について 上記訂正事項１－７によって，「前記同期整流制御および・・・高速スイッチング制御を同時に実施するモード」で「瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡」するものと訂正され，「前記同期整流制御および・・・高速スイッチング制御を同時に実施するモード」において，「瞬時電流」が用いられるものとなった。 そして，この「モード」における「瞬時電流」は，本件特許明細書の段落【００５６】に，「ここで、回路電流ｉｓ（瞬時値）はシャント抵抗Ｒ１で検出した値であり、回路電流実効値Ｉｓはカレントトランス１１にて検出した値である。交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、・・・。つまり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフ状態のとき（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオンまたはオフ）、言い換えると力率改善動作を行っていないときに回路電流ｉｓ（瞬時値）を検出する。交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合は同様にして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ状態のとき（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオンまたはオフ）、言い換えると力率改善動作を行っていないときに回路電流ｉｓ（瞬時値）を検出する。」と記載され，交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合（図１における「ＶＳ」の上側の端子がプラスになる場合）に，ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフ状態のとき，言い換えると力率改善動作を行っていないとき（「同期整流」中または「ダイオード整流」中），または，交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合（図１における「ＶＳ」の下側の端子がプラスになる場合）に，ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ状態のとき，言い換えると力率改善動作を行っていないとき（「同期整流」中または「ダイオード整流」中），に 回路電流ｉｓ（瞬時値）の検出を行うものである。 しかしながら，訂正前の請求項１における「瞬時値電流」（「回路電流瞬時値」に対応）は，「前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出」するものであって，そして，訂正前の請求項１における「交流電源の一端側」は，「交流電源」のうち「前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが」「接続され」る端（図１における「ＶＳ」の下側）であるから，請求項１の記載における「交流電源の一端側の電圧が正極性」は，段落【００５６】における「交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合」に相当することになっていた（請求項１の記載と，実施例の記載では，交流電源の極性の記載が反対になっている）。そして，訂正前の請求項１の「前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と，前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出」できるのは，「ダイオード整流」中にのみであって，「同期整流」中には，「瞬時値電流」の検出はできないものである。 一方，訂正事項１－２のように電圧の極性の記載を逆とすれば，本件特許明細書の段落【００５６】の記載に対応するものとなり，「同期整流」中または「ダイオード整流」中に 回路電流ｉｓ（瞬時値）の検出を行うものとなることから，訂正前の請求項１では，交流電源の極性の記載に関して誤記があったものと認められる。 したがって，訂正事項１－２は，特許法第１２０条の５第２項ただし書第２号に掲げる「誤記又は誤訳の訂正」を目的とするものである。 また，訂正事項１－２は，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものであり，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項に適合するものである。 さらに，訂正事項１－２は実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項に適合するものである。 カ．訂正事項２について 訂正事項２は，上記訂正事項１－１ないし１－１３による訂正に伴い，特許請求の範囲（請求項１）の記載と明細書の記載との整合を図るためのものであるから，特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものであって，訂正事項２は，上記訂正事項１－１ないし１－１３と同様，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり，また，実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものではなく，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 また，訂正事項２は，訂正事項１－１ないし１－１３に関係するものであって，全ての請求項と関係するものである。そして，本件訂正請求では全ての請求項の訂正を請求している。したがって，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第４項の規定に適合する。 ３．むすび 以上のとおりであるから，本件訂正請求による訂正は，特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号，第２号，及び第３号に掲げる事項を目的とするものであり，かつ，同条第４項，及び同条第９項において準用する同法第１２６条第４項ないし第６項の規定に適合するから，訂正後の請求項〔１－８〕について訂正することを認める。 第３　特許異議の申立について １．本件発明 本件訂正請求により訂正された請求項１ないし８に係る発明（以下，それぞれ「本件発明１」ないし「本件発明８」という。）は，令和３年１月６日提出の本件訂正請求書に添付されるとともに，令和３年６月１日提出の手続補正書で補正された特許請求の範囲の請求項１ないし８に記載された事項により特定される次のとおりのものである。 「【請求項１】 交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、 前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、 前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、 前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、 前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、 前記第１、第２のスイッチング素子を制御する制御手段と、 前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極との間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段と、 を備え、 前記第１のダイオードのカソードと前記第１のスイッチング素子の一端とが前記平滑コンデンサの正極側に接続され、前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが前記交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが前記平滑コンデンサの負極側に接続されており、 前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の他端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の他端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出し、 前記制御手段は、 負荷の大きさに基づいて、前記交流電源の電圧の極性に同期して極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、 負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、 負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、 負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、 負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、 負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、 負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、 負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施する、 ことを特徴とする直流電源装置。 【請求項２】 前記制御手段は、前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替えの場合、または前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御への切り替えの場合に、出力する直流電圧が所定値を保つように切り替える、 ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。 【請求項３】 前記制御手段は、前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、 ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。 【請求項４】 前記交流電源と前記整流回路との間に接続されて、前記整流回路に通流する平均電流を検出する第２の電流検出手段を更に備える、 ことを特徴とする請求項１から３のうち何れか１項に記載の直流電源装置。 【請求項５】 前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとの間に接続されて、過電流検出を行う第３の電流検出手段を更に備える、 ことを特徴とする請求項１から４のうち何れか１項に記載の直流電源装置。 【請求項６】 前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとの間に接続されて、過電流検出を行う第４の電流検出手段を更に備える、 ことを特徴とする請求項１から４のうち何れか１項に記載の直流電源装置。 【請求項７】 前記第１、第２のスイッチング素子は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（Gallium nitride）を用いたスイッチング素子のうちいずれかである、 ことを特徴とする請求項１ないし請求項６の何れか１項に記載の直流電源装置。 【請求項８】 請求項１ないし請求項７の何れか１項に記載の直流電源装置を備えた、 ことを特徴とする空気調和機。」 ２．取消理由通知に記載した取消理由について （１）取消理由の概要 訂正前の請求項１ないし８に係る発明についての特許に対して令和２年１１月１８日付けで通知した取消理由の概要は，次のとおりである。 請求項１ないし８に係る特許は，特許請求の範囲の記載が下記の点で不備のため，特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してなされたものである。 記 ア　請求項１の記載では，負荷の大きさに基づいて，請求項１の８つの「切り替え」のうちいずれかを実施するものであるのか，各「切り替え」中におけるモードの切り替えを負荷の大きさに基づいて行うものであるのかが不明である。 よって，請求項１に係る発明及び請求項１に従属する請求項２ないし８に係る発明は明確なものでない。 イ　 請求項１の記載に「前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出し」とある。（下線は当審で付加。以下同様。） しかしながら，請求項１において「瞬時電流」と「制御回路」との関係が不明であって，第１の電流検出手段によって「瞬時電流」を検出する技術的意味が理解できない。 よって，請求項１に係る発明及び請求項１に従属する請求項２ないし８に係る発明は明確なものでない。 ウ　請求項１の記載において，「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御」とあるが，ここでいう電圧の「極性に同期して」の意味するところが不明確である。 よって，請求項１に係る発明及び請求項１に従属する請求項２ないし８に係る発明は明確なものでない。 エ　請求項１の記載に「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段」とあるが，意味が不明確である。 よって，請求項１に係る発明及び請求項１に従属する請求項２ないし８に係る発明は明確なものでない。 （２）取消理由についての当審の判断 ア　上記（１）アについて 本件訂正請求による訂正により，請求項１において，「負荷の大きさに基づいて」，請求項１の８つの「切り替え」のうちいずれかを実施するものであることが明確となったことから訂正前の不明瞭さは解消された。 イ　上記（１）イについて 本件訂正請求による訂正により，「記制御手段は，・・・　負荷の大きさに基づいて，前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え」と訂正され，「瞬時電流」と「制御回路」の関係が明確となったことから訂正前の不明瞭さは解消された。 ウ　上記（１）ウについて 本件訂正請求による訂正により，請求項１において，「前記交流電源の電圧の極性に同期して・・」との記載が，「前記交流電源の電圧の極性に同期して極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで」と訂正され，「極性に同期して」の意味するところが明確となったことから訂正前の不明瞭さは解消された。 エ　上記（１）エについて 本件訂正請求による訂正により，請求項１において，「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極との間に接続されて」と訂正され，意味が明確となったことから訂正前の不明瞭さは解消された。 したがって，取消理由通知に記載した取消理由は解消された。よって，請求項１ないし８に係る特許は，特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してなされたものではない。 ３．取消理由通知において採用しなかった特許異議申立理由について （１）申立理由の概要（特許法第２９条第２項） ア　理由１（特許法第２９条第２項） （ア）請求項１について 訂正前の請求項１に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第７号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。 （イ）請求項２について 訂正前の請求項２に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第７号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。 （ウ）請求項３について 訂正前の請求項３に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第８号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。 （エ）請求項４について 訂正前の請求項４に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第８号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。 （オ）請求項５について 訂正前の請求項５に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第９号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。 （カ）請求項６について 訂正前の請求項６に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第１０号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。 （キ）請求項７について 訂正前の請求項７に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第１０号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。 （ク）請求項８について 訂正前の請求項８に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第１０号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。 イ　理由２（特許法第３６条第６項第２号） 以下の点で，訂正前の請求項１ないし８の記載は明確でない。 （ア）理由２－１ 訂正前の請求項１において，８つの制御方法を全て備えた上で１つを選択するのか，８つの制御方法のうち１つを備えているのかが不明確である。（特許異議申立書５０頁２２行－５１頁１３行） （イ）理由２－２ 訂正前の請求項１の「負荷の大きさ」が何を示すのか明確でない。（特許異議申立書５１頁１４行－同頁１７行） （ウ）理由２－３ 「制御手段」が「負荷の大きさ」をどのように判断するかが明確でない。（特許異議申立書５１頁２８行－５２頁１行） （エ）理由２－４ ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴなど「スイッチング素子」の種類によって，飽和電圧の定義が異なることから，訂正前の請求項１の「飽和電圧」がいずれの意味を指し示しているのか明確でない。（特許異議申立書５５頁１行－同頁１８行） ウ　理由３（特許法第３６条第６項第１号） 訂正前の請求項１の記載では，第１の電流検出手段はダイオード整流中のみ瞬時電流を検出でき，同期整流中の瞬時電流は検出できないものであって，電流検出して制御することを前提としている同期整流を行いつつ高速スイッチングモードの動作を行うことはできないが，明細書の発明の詳細な説明には，電流検出することなく高速スイッチングモードを動作させる手段は記載されておらず，訂正前の請求項１ないし８に係る発明は，発明の詳細な説明に記載されたものではない。 エ　証拠 甲第１号証　：　国際公開第２００８／０９０９１７号 甲第２号証　：　国際公開第２０１３／０８８６５２号 甲第３号証　：　国際公開第２００８／１４９５３０号 甲第４号証　：　国際公開第２０１２／０７０２００号 甲第５号証　：　ＲＯＨＭのＲ６０２５ＦＮＺのデータシート 甲第６号証　：　特開２０１４－０９０５７０号公報 甲第７号証　：　特開２００３－１５３５４３号公報 甲第８号証　：　特開２００５－１３７１６８号公報 甲第９号証　：　特開２００９－１８９１１４号公報 甲第１０号証：　特開平６－６２５７７号公報 （２）甲号証の記載事項 ア　甲第１号証の記載事項 （ア）甲第１号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。（下線は当審において付加した。以下，同じ。） ａ　「[0010]　　　・・・前略・・・ 発明の開示 発明が解決しようとする課題 [0011] 　しかしながら、従来の１石の高周波スイッチング方式直流電源装置においては、リアクトル電流を検出するために、電流検出回路１７ｐが必要であり、乗算器２６ｐおよび電流誤差増幅器２３ｐが必要であった。さらに、従来の直流電源装置は、直流電圧とリアクトル電流波形の両方を同時に制御する構成であるため、電圧誤差増幅器１４ｐの差電圧出力が小さくなると、目標リアクトル電流が小さくなり、リアクトル電流の波形制御に誤差が生じやすい課題があった。その対策として、例えば図９の構成に加えて、直流電圧検出回路１１ｐの出力を目標値と比較し、比較結果がゼロになるように基準電圧設定回路１２ｐの基準電圧を制御する回路が必要であった。」 ｂ　「[0016] 　上述した目的を達成するために、本発明の直流電源装置は、第１および第２ダイオード、および前記第１および第２ダイオードに並列に、かつ逆導通方向に、それぞれ接続される第１および第２スイッチ部を含み、交流電源からの交流を整流し、整流電圧を生成する整流部と、１個のリアクトルを含み、前記交流電源と前記整流部の第１および第２交流入力端との間に挿入されるリアクトル部と、前記整流部の正極および負極整流出力端に接続され、整流電圧を平滑化し、大略直流の電圧を表す直流電圧を生成する平滑部と、直流電圧の目標値を表す目標直流電圧を設定する目標直流電圧設定部と、目標直流電圧と直流電圧との差電圧に応じて変化するパルス幅と、交流の基本周期よりも短いパルス周期とを有するパルス信号を含む制御信号を生成する制御部とを有し、前記第１および第２スイッチ部は、制御信号に基づいてスイッチングすることにより、前記リアクトル部に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し、昇圧チョッパ動作を行うことを特徴としている。」 ｃ　「[0042] 　（実施の形態１） 図１は、実施の形態１における直流電源装置のブロック図である。 [0043] 　図１において、直流電源装置は、交流電源１と、フィルタコンデンサ３と、リアクトル２と、スイッチ素子５ａ、５ｂと、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと、平滑コンデンサ６と、負荷７と、制御部３０と、目標直流電圧設定部１２とを含む。制御部３０は、交流極性検出部３１、搬送波発振部１３、直流電圧検出部１１、およびスイッチ制御部１０を含む。交流極性検出部３１は、フォトカプラ８ａ、８ｂおよび電流制限用抵抗９を含む。リアクトル２は、リアクトル部に含まれる。スイッチ素子５ａ、５ｂおよびダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは、整流部に含まれる。平滑コンデンサ６は、平滑部に含まれる。平滑部はコンデンサだけでなく、インダクタ等、その他の素子を含むことが可能である。 [0044] 　各スイッチ素子５ａ、５ｂは、例えばバイポーラトランジスタ、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ：Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ、または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチ素子により構成される。各スイッチ素子５ａ、５ｂは、１個のスイッチ素子により構成されてもよいし、複数個のスイッチ素子の組み合わせにより構成されてもよい。各スイッチ素子５ａ、５ｂは、その意味で、スイッチ部とも呼ばれる。 [0045] 　交流電源１は、電源端子Ｕと電源端子Ｖとの間に、交流電圧Ｓ１Ｖおよび交流電流Ｓ１Ｃを生成する。電源端子Ｕの電位が電源端子Ｖの電位よりも高い場合、交流電圧Ｓ１Ｖは正電圧を表し、他方、電源端子Ｕの電位が電源端子Ｖの電位よりも低い場合、交流電圧Ｓ１Ｖは負電圧を表す。フィルタコンデンサ３は、交流電源１に並列に接続される。リアクトル２は、一方の端子が電源端子Ｕに接続されるように、交流電源１に直列に接続される。リアクトル２の他方の端子は交流入力端ＰＡ１に接続され、電源端子Ｖは交流入力端ＰＡ２に接続される。フィルタコンデンサ３およびリアクトル２は、交流電源１に並列に接続される別の装置からの高調波電流により、交流電圧Ｓ１Ｖの高調波歪みが増加することを抑制する。さらにフィルタコンデンサ３およびリアクトル２は、実施の形態１の直流電源装置が発生する高周波歪みにより、交流電流Ｓ１Ｃの高周波歪み、すなわち直流電源装置の高調波電流が増加することを抑制する。リアクトル２にはリアクトル電流Ｓ２Ｃが流れ、交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２には交流電圧Ｓ２Ｖが現れる。交流電源１の内部インピーダンスは通常十分低いため、交流電圧Ｓ２Ｖは、位相を除いて交流電圧Ｓ１Ｖに大略等しい。リアクトル部は、交流電源１と交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２との間に挿入される。 [0046] 　整流部において、ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され、ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続される。ダイオード４ａおよびダイオード４ｃの両カソードは正極整流出力端ＰＲ１に接続され、ダイオード４ｂおよびダイオード４ｄの両アノードは負極整流出力端ＰＲ２に接続される。スイッチ素子５ａは、ダイオード４ａに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続され、スイッチ素子５ｂは、ダイオード４ｂに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続される。整流部は、交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２の交流電圧Ｓ２Ｖを全波整流し、整流出力端ＰＲ１、ＰＲ２に整流電圧Ｓ４を生成する。平滑コンデンサ６は、整流出力端ＰＲ１、ＰＲ２に並列に接続され、整流電圧Ｓ４を平滑化し、大略直流の電圧を表す直流電圧Ｓ６を生成する。実施の形態１では、整流電圧Ｓ４および直流電圧Ｓ６は互いに等しい。負荷７は平滑コンデンサ６に並列に接続され、直流電圧Ｓ６が印加される。」 ｄ　「[0047] 　図２Ａは、実施の形態１におけるスイッチ制御部１０の回路構成を示すブロック図である。図３Ａは、実施の形態１における直流電源装置の各部の信号波形を示す波形図であり、図３Ｂは、図３Ａの部分的な拡大図である。図３Ｃは、実施の形態１による直流電源装置の各部の信号状態を示す説明図である。以下、図１、図２Ａ、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃを用いて、実施の形態１における直流電源装置の動作について、制御部３０を中心に説明する。 [0048] 　交流極性検出部３１において、フォトカプラ８ａのカソードおよびフォトカプラ８ｂのアノードは、抵抗９を介して電源端子Ｕに接続され、フォトカプラ８ａのアノードおよびフォトカプラ８ｂのカソードは、電源端子Ｖに接続される。交流極性検出部３１は、フォトカプラ８ａ、８ｂを用いて交流電圧Ｓ１Ｖの極性を検出し、フォトカプラ８ａ、８ｂの出力論理状態を表す交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂをそれぞれ生成する。 [0049]　 交流周期は、交流電圧Ｓ１Ｖの基本周期であり、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの逆数である。交流半周期は、交流周期の半分である。交流周期内において、交流電圧Ｓ１Ｖが正電圧となる期間を交流正期間ＴＡＰと呼び、交流電圧Ｓ１Ｖが負電圧となる期間を交流負期間ＴＡＮと呼ぶ（図３Ａを参照）。交流正期間ＴＡＰでは、フォトカプラ８ｂはオンされるため交流極性信号Ｓ８ｂはローレベルとなり、フォトカプラ８ａはオフされるため交流極性信号Ｓ８ａはハイレベルとなる。他方、交流負期間ＴＡＮでは、フォトカプラ８ａはオンされるため交流極性信号Ｓ８ａはローレベルとなり、フォトカプラ８ｂはオフされるため交流極性信号Ｓ８ｂはハイレベルとなる。交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂがローレベルとなる期間、すなわちロー期間は、フォトカプラのオン電圧がゼロではないため交流半周期よりも短くなる。他方、ハイレベルとなる期間、すなわちハイ期間は、交流半周期よりも長くなる。」 ｅ　「[0051] 　直流電圧検出部１１は、直流電圧Ｓ６を検出し、直流電圧Ｓ６の電圧レベルを表す直流電圧信号Ｓ１１を生成する。直流電圧検出部１１は、例えば高インピーダンス入力／低インピーダンス出力型のバッファ回路である。目標直流電圧設定部１２は、直流電圧Ｓ６の目標値となる目標直流電圧を設定し、目標直流電圧の電圧レベルを表す目標直流電圧信号Ｓ１２を生成する。搬送波発振部１３は、交流周期よりも短い周期ＴＰＷＭを有する搬送波信号Ｓ１３を生成する。搬送波周期ＴＰＷＭは、例えば交流周期の１／４００以下に設定される。搬送波信号Ｓ１３は、例えば三角波またはのこぎり波などの波形による繰り返し信号である。スイッチ制御部１０は、直流電圧信号Ｓ１１、目標直流電圧信号Ｓ１２、搬送波信号Ｓ１３、および交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂに基づいて、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂを生成する。 [0052] 　図２Ａにおいて、スイッチ制御部１０は、差電圧検出部１４、比較部１５、ＮＯＲゲート部１６ａ、１６ｂを含む。差電圧検出部１４は、目標直流電圧信号Ｓ１２および直流電圧信号Ｓ１１に基づいて、目標直流電圧から直流電圧Ｓ６を差し引いた差電圧を検出し、差電圧信号Ｓ１４を生成する。比較部１５は、搬送波信号Ｓ１３と差電圧信号Ｓ１４を比較し、比較結果信号Ｓ１５を生成する。比較結果信号Ｓ１５は、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４以上の場合、ハイレベルとなり、他方、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４未満の場合、ローレベルとなる。ＮＯＲゲート部１６ａは、交流極性信号Ｓ８ａと比較結果信号Ｓ１５との否定論理和を表す制御信号Ｓ１０ａを生成し、ＮＯＲゲート部１６ｂは、交流極性信号Ｓ８ｂと比較結果信号Ｓ１５との否定論理和を表す制御信号Ｓ１０ｂを生成する。 [0053] 　図３Ａ、図３Ｂ、および図３Ｃに示すように、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのハイ期間において、比較結果信号Ｓ１５に関係なくローレベルとなる。他方、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのロー期間において、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４以上の場合、ローレベルとなり、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４未満の場合、ハイレベルとなる。すなわち、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのロー期間において、目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧に応じて変化するパルス幅と、搬送波周期ＴＰＷＭに等しいパルス周期とを有する一連のパルス信号となる。制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧によりパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された信号である。 [0054] 　直流電圧Ｓ６（すなわち直流電圧信号Ｓ１１）が目標直流電圧（すなわち目標直流電圧信号Ｓ１２）よりも低い場合、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのハイ期間は長くなりロー期間は短くなるため、パルス幅は長くなる。他方、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも高い場合、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのハイ期間は短くなりロー期間は長くなるため、パルス幅は短くなる。直流電圧Ｓ６の変化速度は代表的には十分小さいため、図３Ａに示すような交流周期内では、差電圧信号Ｓ１４は大略一定である。したがって、各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅は、交流周期内において大略一定である。 [0055] 　スイッチ素子５ａ、５ｂは、上述した制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいて、それぞれスイッチングする。すなわち、スイッチ素子５ａ、５ｂは、交流周期ごとにスイッチング可能状態ＳＴ１およびスイッチング停止状態ＳＴ２の両状態をそれぞれ呈し、スイッチング可能状態にＳＴ１おいてスイッチングする。スイッチ素子５ａ、５ｂは、いずれか一方がスイッチング可能状態ＳＴ１の場合、他方がスイッチング停止状態ＳＴ２となる。実施の形態１では、スイッチング可能状態ＳＴ１の期間は、スイッチング停止状態ＳＴ２の期間よりも短い。スイッチ素子５ａ、５ｂは、スイッチング可能状態ＳＴ１において、それぞれ制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂがハイレベルの場合、オン状態となり、ローレベルの場合、オフ状態となる。直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも低い場合、オン状態の期間は長くなり、他方、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも高い場合、オン状態の期間は短くなる。 ・・・中略・・・ [0060]　このように、スイッチ素子５ａ、５ｂは、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいてそれぞれスイッチングすることにより、リアクトル電流Ｓ２Ｃの蓄積経路および放出経路を交互に変更し、整流動作と同時に昇圧チョッパ動作を行う。これにより、実施の形態１の直流電源装置は、交流電圧Ｓ１Ｖを整流および平滑化すると同時に昇圧し、直流電圧Ｓ６を生成する。」 ｆ　「[0074] 　なお、不活性状態ＳＴ５の期間を広げるために、負荷７に応じて目標直流電圧を変更してもよい。直流電圧Ｓ６が低い場合、放出状態ＳＴ４の期間が長くかかり、入力交流電流Ｓ１Ｃの正弦波制御が可能な蓄積状態ＳＴ３の動作範囲が狭くなる。そこで、負荷７が大きくなるにつれて目標直流電圧を上げるように構成し、放出状態ＳＴ４においてリアクトル電流Ｓ２Ｃが減少する電流変化率を大きくする。これにより、各スイッチ素子５ａ、５ｂのオン期間を広げることが可能となり、動作範囲の拡大を図ることが可能となる。 [0075] 　なお、実施の形態１においては、２個のスイッチ素子５ａ、５ｂが大略交流半周期ごとに停止するスイッチング停止状態ＳＴ２を設けるように構成した。しかし、常時スイッチング可能状態ＳＴ１にし、スイッチ素子５ａ、５ｂが交互にオンするように構成してもよい。このようにすることによって、正極側に接続されるスイッチ素子５ａのドライブ用電源として、もっともよく用いられるブートストラップ回路の簡素化が可能となり、コスト低減に効果がある。さらに、各スイッチ素子５ａ、５ｂを電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にすることにより、同期整流を用いてさらなる電力損失の低減も図ることができる。」 ｇ　「図１ 」 ｈ　「図８ 」 ｉ　「図１０ 」 ｊ　上記ｃの段落[0043]には，「直流電源装置は、交流電源１と、フィルタコンデンサ３と、リアクトル２と、スイッチ素子５ａ、５ｂと、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと、平滑コンデンサ６と、負荷７と、制御部３０と、目標直流電圧設定部１２とを含む」こと，及び「スイッチ素子５ａ、５ｂおよびダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは、整流部に含まれる」ことが，さらに，上記ｅの段落[0051]には，「目標直流電圧設定部１２は」「目標直流電圧の電圧レベルを表す目標直流電圧信号Ｓ１２を生成する」ことが記載されている。 さらに，上記ｂの段落[0016]及び上記ｅの段落[0060]には，“直流電源装置は，第１および第２スイッチ素子５ａ，５ｂを，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいてスイッチングすることにより，リアクトル２に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し，昇圧チョッパ動作を行う”ことが記載されている。 してみると，甲第１号証には，“交流電源１と，フィルタコンデンサ３と，リアクトル２と，スイッチ素子５ａ，５ｂとダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとからなる整流部と，平滑コンデンサ６と，負荷７と，制御部３０と，目標直流電圧の電圧レベルを表す目標直流電圧信号Ｓ１２を生成する目標直流電圧設定部１２とを含み，第１および第２スイッチ素子５ａ，５ｂを，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいてスイッチングすることにより，リアクトル２に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し，昇圧チョッパ動作を行う直流電源装置”が記載されている。 ｋ　上記ｃの段落[0045]には，“交流電源１は，電源端子Ｕと電源端子Ｖとの間に，交流電圧Ｓ１Ｖおよび交流電流Ｓ１Ｃを生成するものであ”ることが記載されている。 ｍ　上記ｃの段落[0045]には，“フィルタコンデンサ３は，交流電源１に並列に接続され，また，リアクトル２は，一方の端子が電源端子Ｕに接続されるように，交流電源１に直列に接続され，リアクトル２の他方の端子は交流入力端ＰＡ１に接続され，電源端子Ｖは交流入力端ＰＡ２に接続されるものであ”ることが記載されている。 ｎ　上記ｃの段落[0046]には，“整流部において，ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され，ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続され，ダイオード４ａおよびダイオード４ｃの両カソードは正極整流出力端ＰＲ１に接続され，ダイオード４ｂおよびダイオード４ｄの両アノードは負極整流出力端ＰＲ２に接続され，スイッチ素子５ａは，ダイオード４ａに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，スイッチ素子５ｂは，ダイオード４ｂに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，整流部は，交流入力端ＰＡ１，ＰＡ２の交流電圧Ｓ２Ｖを全波整流し，整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に整流電圧Ｓ４を生成するものであ”ることが記載されている。 ｐ　上記ｃの段落[0046]には，“平滑コンデンサ６は，整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に並列に接続され，整流電圧Ｓ４を平滑化し，大略直流の電圧を表す直流電圧Ｓ６を生成するものであ”ることが記載されている。 ｑ　上記ｃの段落[0043]には，「制御部３０は、交流極性検出部３１、搬送波発振部１３、直流電圧検出部１１、およびスイッチ制御部１０を含む」ことが，また，上記ｄの段落[0048]には，「交流極性検出部３１は」，「交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂをそれぞれ生成する」ことが，さらに，上記ｅの段落[0051]には，「搬送波発振部１３は」，「搬送波信号Ｓ１３を生成する」こと，及び「直流電圧検出部１１は」，「直流電圧Ｓ６の電圧レベルを表す直流電圧信号Ｓ１１を生成する」ことが記載されている。 してみると，甲第１号証には，“制御部３０は，交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂをそれぞれ生成する交流極性検出部３１，搬送波信号Ｓ１３を生成する搬送波発振部１３，直流電圧Ｓ６の電圧レベルを表す直流電圧信号Ｓ１１を生成する直流電圧検出部１１，およびスイッチ制御部１０を含”むことが記載されているといえる。 ｒ　上記ｅの段落[0051]には，「スイッチ制御部１０は、直流電圧信号Ｓ１１、目標直流電圧信号Ｓ１２、搬送波信号Ｓ１３、および交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂに基づいて、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂを生成する」ことが，また，段落[0055]には，「スイッチ素子５ａ、５ｂは、上述した制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいて、それぞれスイッチングする」ことが記載されている。 してみると，甲第１号証には，“スイッチ制御部１０は，直流電圧信号Ｓ１１，目標直流電圧信号Ｓ１２，搬送波信号Ｓ１３，および交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂに基づいて，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂを生成し，スイッチ素子５ａ，５ｂは，この制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいて，それぞれスイッチングされるものであ”ることが記載されているといえる。 ｓ　上記dの段落[0049]には，“交流正期間ＴＡＰでは，交流極性信号Ｓ８ｂはローレベルとなり，交流極性信号Ｓ８ａはハイレベルとなり，他方，交流負期間ＴＡＮでは，交流極性信号Ｓ８ａはローレベルとなり，交流極性信号Ｓ８ｂはハイレベルとなるものであ”ることが記載されている。 ｔ　上記ｅの段落[0053]には，“制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂは，それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂのハイ期間において，比較結果信号Ｓ１５に関係なくローレベルとなり，他方，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂは，それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂのロー期間において，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧に応じて変化するパルス幅と，搬送波周期ＴＰＷＭに等しいパルス周期とを有する一連のパルス信号となり，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧によりパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された信号となるものであ”ることが記載されている。 ｕ　上記ｆの段落[0074]には，“負荷７に応じて目標直流電圧を変更し，負荷７が大きくなるにつれて目標直流電圧を上げるように構成して，各スイッチ素子５ａ，５ｂのオン期間を広げることが可能であ”ることが，さらに，段落[0075]には，“各スイッチ素子５ａ，５ｂを電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にすることにより，同期整流を用いることができる”ことが記載されている。 （イ）上記ａないしｕの記載内容（特に，下線部を参照）からすると，上記甲第１号証には次の発明（以下，「甲１発明」という。）が記載されている。 「交流電源１と，フィルタコンデンサ３と，リアクトル２と，スイッチ素子５ａ，５ｂとダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとからなる整流部と，平滑コンデンサ６と，負荷７と，制御部３０と，目標直流電圧の電圧レベルを表す目標直流電圧信号Ｓ１２を生成する目標直流電圧設定部１２とを含み，第１および第２スイッチ素子５ａ，５ｂを，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいてスイッチングすることにより，リアクトル２に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し，昇圧チョッパ動作を行う直流電源装置において， 交流電源１は，電源端子Ｕと電源端子Ｖとの間に，交流電圧Ｓ１Ｖおよび交流電流Ｓ１Ｃを生成するものであり． フィルタコンデンサ３は，交流電源１に並列に接続され，また，リアクトル２は，一方の端子が電源端子Ｕに接続されるように，交流電源１に直列に接続され，リアクトル２の他方の端子は交流入力端ＰＡ１に接続され，電源端子Ｖは交流入力端ＰＡ２に接続されるものであり， 整流部において，ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され，ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続され，ダイオード４ａおよびダイオード４ｃの両カソードは正極整流出力端ＰＲ１に接続され，ダイオード４ｂおよびダイオード４ｄの両アノードは負極整流出力端ＰＲ２に接続され，スイッチ素子５ａは，ダイオード４ａに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，スイッチ素子５ｂは，ダイオード４ｂに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，整流部は，交流入力端ＰＡ１，ＰＡ２の交流電圧Ｓ２Ｖを全波整流し，整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に整流電圧Ｓ４を生成するものであり， 平滑コンデンサ６は，整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に並列に接続され，整流電圧Ｓ４を平滑化し，大略直流の電圧を表す直流電圧Ｓ６を生成するものであり， 制御部３０は，交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂをそれぞれ生成する交流極性検出部３１，搬送波信号Ｓ１３を生成する搬送波発振部１３，直流電圧Ｓ６の電圧レベルを表す直流電圧信号Ｓ１１を生成する直流電圧検出部１１，およびスイッチ制御部１０を含み， スイッチ制御部１０は，直流電圧信号Ｓ１１，目標直流電圧信号Ｓ１２，搬送波信号Ｓ１３，および交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂに基づいて，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂを生成し，スイッチ素子５ａ，５ｂは，この制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいて，それぞれスイッチングされるものであって， 交流正期間ＴＡＰでは，交流極性信号Ｓ８ｂはローレベルとなり，交流極性信号Ｓ８ａはハイレベルとなり，他方，交流負期間ＴＡＮでは，交流極性信号Ｓ８ａはローレベルとなり，交流極性信号Ｓ８ｂはハイレベルとなるものであり， 制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂは，それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂのハイ期間において，比較結果信号Ｓ１５に関係なくローレベルとなり，他方，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂは，それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂのロー期間において，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧に応じて変化するパルス幅と，搬送波周期ＴＰＷＭに等しいパルス周期とを有する一連のパルス信号となり，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧によりパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された信号となるものであって， 負荷７に応じて目標直流電圧を変更し，負荷７が大きくなるにつれて目標直流電圧を上げるように構成して，各スイッチ素子５ａ，５ｂのオン期間を広げることが可能であり，さらに，各スイッチ素子５ａ，５ｂを電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にすることにより，同期整流を用いることができる， 直流電源装置。」 イ　甲第２号証の記載事項 甲第２号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。 ａ　「[0062]　（実施の形態２） 図６は、本発明に係る実施の形態２の直流電源装置の構成を一部ブロックで示す図である。 [0063]　図６に示すように、本発明に係る実施の形態２の直流電源装置は、交流電源１の一端に接続されたリアクトル２と、交流電源１からの交流電圧を直流に整流するために、交流電源１の両ライン間にリアクトル２を介してその交流入力端が接続された整流回路５と、リアクトル２を介して交流電源１を短絡・開放するために、整流回路５を構成する４個のダイオードのうちの２個のダイオード５ａおよび５ｂと並列に、電流の流れる向きが逆となる方向に接続されたスイッチング素子３ａおよび３ｂと、整流回路５の直流出力端間に接続された平滑コンデンサ６と、スイッチング素子３ａおよび３ｂを有するスイッチング部３のスイッチング駆動信号を生成する制御部７と、を備えている。このように構成された実施の形態２の直流電源装置は、平滑コンデンサ６に接続された負荷９に対して直流電圧を供給する。 [0064]　さらに、実施の形態２の直流電源装置においては、実施の形態１の直流電源装置と同様に、整流回路５の直流出力ライン上にあってスイッチング部３のオフ時に平滑コンデンサ６を充電する向きに流れる電流を検出する電流検出部１０と、電流検出部１０によって検出された電流の値が予め定められた基準電流値Ｉｏｃを超えているか否かを判定する過電流判定部１１と、スイッチング部３の連続オン時間を制限するオン時間制限部１２と、を備えている。 [0065]　特に、電流検出部１０を平滑コンデンサ６のＧＮＤ側に接続して配置する場合には、電流検出部１０として、抵抗の使用が可能となり、必要に応じてＯＰアンプ等で増幅することにより、回路を簡単に構成することができる。」 ｂ　「[0071]　次に、図８（ａ）および図８（ｂ）は、スイッチング部３のオフ時に電流が流れる経路を示す図である。図８（ａ）は、交流電源１の瞬時電圧が正の場合に電流が流れる経路を示しており、図８（ｂ）は、交流電源１の瞬時電圧が負の場合に電流が流れる経路を示している。 [0072]　図８（ａ）および図８（ｂ）に示すように、スイッチング部３がオフ、すなわち、スイッチング素子３ａおよび３ｂがオフの場合には、交流電源１の電圧位相によらず、電流検出部１０には、交流電源１からの入力電流の大きさに等しい電流が流れる。」 ｃ　「図６ 」 ｄ　「図７ 」 ｅ　「図８ 」 ウ　甲第３号証の記載事項 甲第３号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。 ａ　「[0032]　整流電流検出部５３（図２参照）は、全波整流回路４と平滑コンデンサ７との間に設けられた抵抗５と、全波整流回路４と平滑コンデンサ７との間を流れる電流（整流電流）と予め決められた所定値（異常整流電流閾値）とを比較する第３の比較回路２２を有している。第３の比較回路２２は、全波整流回路４と平滑コンデンサ７との間を流れる整流電流と所定値（異常整流電流閾値）との比較結果を示す情報（遮断信号）を、遮断回路２１および制御回路２４に入力する。第３の比較回路２２は、整流電流が所定値（異常整流電流閾値）以上の電流であれば、遮断信号を遮断回路２１に入力し、遮断回路２１は制御回路２４から全波整流回路４のスイッチング素子９、１０への駆動指令信号を遮断する。」 ｂ　「[0068] （実施の形態３） 次に、添付の図７を用いて、本発明に係る実施の形態３の電源制御装置およびヒートポンプ装置について説明する。図７は実施の形態３の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図である。実施の形態３の電源制御装置において、前述の実施の形態２の電源制御装置と異なる点は、平滑回路２６をさらに設けて、第２の絶対値検出回路１９の出力が平滑回路２６において平滑化（平均値化）されて、その平均値情報が制御回路２４に入力されるよう構成されている点である。このように、実施の形態３の電源制御装置においては、電流トランス３の出力の絶対値を示す信号が平滑回路２６に入力されて平滑化され入力電流の平均値が検出されている。検出された入力電流の平均値情報は、制御回路２４に入力されている。したがって、実施の形態３の説明及び図７において、前述の実施の形態１および実施の形態２の電源制御装置と同じ機能、構成を有する構成要素には同じ符号を付し、それらの構成要素の説明は実施の形態１および実施の形態２における説明を適用する。 [0069]　実施の形態３の電源制御装置により電力が供給される直流負荷８は、具体的には作動流体を圧縮する圧縮機のモータを駆動する回路である。圧縮機モータの回転数を上げるとヒートポンプ装置の能力が増大して、より多くの熱需要をまかなうことが可能となる。しかしながら、ヒートポンプ装置の動作環境、例えば環境温度などが異なると、同じ圧縮機モータが同じ回転数で駆動しても同じ能力、同じ消費電力とはならない。特に、環境温度が上昇して高くなると、作動流体の圧力が上昇して、同じ圧縮機モータを同じ回転数で駆動しようとすると、消費電力が急増する。このために、実施の形態３の電源制御装置においては、消費電力の急増を検出するために、入力電流を監視して、入力電流が急激に大きくなり、ヒートポンプ装置として想定されている許容値を超える可能性がある場合には、圧縮機モータの回転数を下げる、若しくは圧縮機モータへの電力供給を停止するなどのシステム制御を行っている。 [0070]　実施の形態３の電源制御装置は、消費電力の急増を検知するために、電流トランス３により検出された入力電流を用いている。実施の形態３の電源制御装置における入力電流検出部５２０は、前述の実施の形態１において説明したように入力電流の変化が急であるとき感度（出力）が高くなる電流トランス３と、この電流トランス３により検出された検出電流を入力電流に比例した検出電圧に変換する抵抗１８と、その検出電圧の絶対値を検出する第２の絶対値検出回路１９と、絶対値化された検出電圧が予め決められた所定値以上か否かを検出する第２の比較回路２０と、そして絶対値化された検出電圧が入力されて平滑化（平均値検出）する平滑回路２６と、を有している。平滑回路２６において入力電流の平均値が検出され、その平均値が予め決められた値を超えた場合には、圧縮機モータの回転数を下げる、若しくは圧縮機モータへの電力供給を停止するなどのシステム制御を行っている。 [0071]　以上のように、実施の形態３の電源制御装置においては、電流トランス３が入力電流の検出とともに消費電力急増の検出を兼用することにより、システム制御用に新たな検出手段を設けることなく、簡素な構成で信頼性の高いシステムを構築することができる。 [0072]　（実施の形態４） 次に、添付の図８を用いて、本発明に係る実施の形態４の電源制御装置について説明する。図８は実施の形態４の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図である。実施の形態４の電源制御装置において、前述の実施の形態１の電源制御装置と異なる点は、整流回路４における前段部分に双方向スイッチング回路２７が設けられ、後段部分にダイオードで構成された全波整流回路２８が設けられている点である。したがって、実施の形態４の説明及び図８において、前述の実施の形態１の電源制御装置と同じ機能、構成を有する構成要素には同じ符号を付し、それらの構成要素の説明は実施の形態１における説明を適用する。 [0073] 本発明に係る実施の形態４の電源制御装置は、実施の形態１の電源制御装置と同様に、交流電源１の入力電流がリアクタ２を介して、整流回路４に入力されている。整流回路４は双方向スイッチング回路２７と全波整流回路２８を具備している。全波整流回路２８は、２つのダイオードの直列回路が並列に接続されて、４つのダイオードによりダイオードブリッジ回路が構成されている。全波整流回路２８の出力は、平滑コンデンサ７により平滑化され、直流負荷８へ電力を供給している。 [0074]　図８に示すように、実施の形態４の電源制御装置は、整流回路４への入力端子間に１つの双方向スイッチング回路２７が設けられており、この双方向スイッチング回路２７は、制御回路２４により制御されている。双方向スイッチング回路２７に対する制御回路２４からの駆動指令信号は、遮断回路２１により遮断できるよう構成されている。 [0075]　実施の形態４の電源制御装置における制御回路２４での処理内容は、前述の実施の形態１の制御回路２４の処理内容にほぼ同じであるが、実施の形態１の電源制御装置におけるスイッチング素子９、１０に対する処理内容が双方向スイッチング回路２７に対する処理内容に変更されている点が異なっている。但し、実施の形態４の電源制御装置においては、極性情報を必要としない双方向スイッチング回路２７が用いられているため、交流電源１の入力電圧の極性によってスイッチング素子を切替える必要がなく、制御回路が簡素化されている。また、同じ理由により、実施の形態４の電源装置においては、交流電源１の入力電圧の極性を検知するための回路が不要となり、回路が簡素化されている。 [0076]　図９は、実施の形態４の電源制御装置において用いられる双方向スイッチング回路２７の具体例である。図９の（ａ）は全波整流回路２９とＩＧＢＴ３０により構成された双方向スイッチング回路２７Ａを示したものである。図９の（ａ）に示す双方向スイッチング回路２７Ａは、制御可能なスイッチング素子を１つで実現するものである。全波整流回路２９は、２つのダイオードの直列体を１つのアーム回路として、２つのアーム回路が並列接続されて、４つのダイオードによるダイオードブリッジ回路により構成されている。アーム回路における２つのダイオードの接続点が交流電源１に接続される端子Ａ、Ｂとなっている。また、全波整流回路２９のカソード側端子にＩＧＢＴ３０のコレクタ端子が接続され、全波整流回路２９のアノード側端子にＩＧＢＴ３０のエミッタ端子が接続される。また、全波整流回路２９のアノード側端子には端子Ｄが設けられている。ＩＧＢＴ３０のゲート端子である制御端子Ｃには制御回路２４からの駆動指令信号が入力されるよう構成されており、制御端子Ｃに対して、端子Ｄの電位より高電位である、一定以上の電圧が印加されると、ＩＧＢＴ３０はオン状態となる。結果として、交流電源１に接続されている端子Ａと端子Ｂは、端子間の電位の極性に関係なく、同電位となる。即ち、双方向スイッチング回路２７Ａの端子Ｃに入力する信号を制御することにより、双方向スイッチング回路２７Ａはオンオフ動作する。 [0077]　図９の（ｂ）に示した双方向スイッチング回路２７Ｂは、２つのＩＧＢＴ３１、３３と、それらのＩＧＢＴ３１、３３のそれぞれに並列に配置されたダイオード３２、３４とにより構成されている。ＩＧＢＴ３１とダイオード３２は逆方向の並立接続である。即ち、ＩＧＢＴ３１のコレクタ端子とダイオード３２のカソード端子が接続され、ＩＧＢＴ３１のエミッタ端子とダイオード３２のアノード端子が接続されている。一方、ＩＧＢＴ３３とダイオード３４は逆方向の並立接続であるが、ＩＧＢＴ３１とＩＧＢＴ３３は逆向きである。即ち、ＩＧＢＴ３３のエミッタ端子とダイオード３４のアノード端子が接続され、ＩＧＢＴ３３のコレクタ端子とダイオード３２のカソード端子が接続されている。そして、ＩＧＢＴ３１のエミッタ端子とＩＧＢＴ３３のエミッタ端子が接続されている。また、ＩＧＢＴ３１のエミッタ端子とＩＧＢＴ３３のエミッタ端子との接続点には端子Ｄが設けられている。このようにＩＧＢＴ３１、３３とダイオード３２、３４が接続されて双方向スイッチング回路２７Ｂが構成されている。 [0078]　図９の（ｂ）に示した双方向スイッチング回路２７Ｂは、図９の（ａ）の双方向スイッチング回路２７Ａに比べてスイッチング時の電流通過素子の少ない構成である。図９の（ｂ）の双方向スイッチング回路２７Ｂは、図９の（ａ）の双方向スイッチング回路２７Ａと同様に、制御端子Ｃに対して、端子Ｄの電位より高電位である、一定以上の電圧を印加すると、ＩＧＢＴ３１、３３はオン状態となる。このため、端子Ａの電位が端子Ｂの電位よりも高い場合には、ＩＧＢＴ３１とダイオード３４とにより、端子Ａと端子Ｂが同電位となり、双方向スイッチング回路２７Ｂがスイッチング動作する。一方、端子Ａの電位が端子Ｂの電位よりも低い場合には、ＩＧＢＴ３３とダイオード３２とにより、端子Ａと端子Ｂとが同電位となり、双方向スイッチング回路２７Ｂがスイッチング動作する。このようにして、双方向スイッチング回路２７Ｂは、端子Ａと端子Ｂの電位の高低に関係なく、スイッチング動作することが可能になる。結果として、図８に示した制御回路２４においては交流電源１の極性を知ることなく、スイッチング制御することが可能となる。 [0079]　上記のように、実施の形態４の電源制御装置の構成では、交流電源１の極性情報を必要としない制御システムが実現できるため、制御回路を簡素化することが可能となる。」 ｃ　「図１ 」 ｄ　「図２ 」 ｅ　「図７ 」 エ　甲第４号証の記載事項 甲第４号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。 ａ　「[0017]　上記のように構成された第１の発明は、スイッチング部のオフ期間において、第２の電流検出部を流れる電流が、第１の電流検出部を流れる入力電流の絶対値に等しく、さらに、第２の電流検出部は、双方向に電流が流れる交流電源の入力ラインとは異なり、単一方向でかつ、間欠的に電流が流れるラインの電流を検出すればよい。このため、第１の発明においては、シャント抵抗やトランスなどで構成される第２の電流検出部を用いて正しく電流を検出することが可能となり、さらに、第１の電流検出部と第２の電流検出部による電流の読み値である検出電流値の差が第１の電流検出部のオフセットに等しくなることから、スイッチング部のオフ期間における第１の電流検出部および第２の電流検出部による電流の読み値である検出電流値の絶対値の差情報を用いて、入力電流のアンバランス状態を検知することができる。その結果、第１の発明の構成においては、第１の電流検出部に安価なＡＣ－ＣＴを用いることができる。」 ｂ　「[0043]　図６Ａおよび図６Ｂは、本発明に係る実施の形態１の直流電源装置における入力電流（第１の電流検出部３の検出対象）と、整流回路５の直流出力ラインを流れる出力電流（平滑コンデンサ６を充電する方向を正とする。第２の電流検出部７の検出対象）との関係を示す図である。図６Ａは、スイッチング部４のオン期間（短絡期間）における入力電流の流れを示した図である。図６Ｂは、スイッチング部４のオフ期間（開放期間）における入力電流の流れを示した図である。」 ｃ　「[0052]　なお、本発明の直流電源装置の主回路の構成は、図１に示した、整流回路５の交流入力側にてリアクタ２を介して交流電源１をスイッチング部４により短絡する回路構成に限られるものではなく、交流電源１からの入力電流を直接検出する第１の電流検出部３と平滑コンデンサ６への充電電流を検出する第２の電流検出部７とを備えた、例えば図７Ａ、図７Ｂおよび図７Ｃに示すような別の回路構成においても同様の効果を奏することは言うまでもない。」 ｄ　「図６Ａ 」 ｅ　「図６Ｂ 」 ｆ　「図７Ｃ 」 オ　甲第５号証の記載事項 甲第５号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。 ａ　１頁に表題「・Ｉｎｎｅｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ」として記載される図より，ＭＯＳＦＥＴが寄生ダイオード（「ＢＯＤＹ　ＤＩＯＤＥ」）を有することが読み取れる。 ｂ　また，１頁に表題「・Ａｂｓｏｌｕｔｅ　ｍａｘｉｍｕｍ　ｒａｔｉｎｇｓ（Ｔａ＝２５℃）」として記載される表より，ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に耐電圧ＶＤＳＳを有することが読み取れる。 ｃ　７頁に表題「Ｆｉｇ．８　Ｔｙｐｉｃａｌ　Ｏｕｔｐｕｔ　Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ（１）」として記載されるＭＯＳＦＥＴの飽和電圧に関する表と，１１頁に表題「Ｆｉｇ．２２　Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｄｉｏｄｅ　Ｆｏｒｗａｒｄ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　ｖｓ．Ｓｏｕｒｃｅ－Ｄｒａｉｎ　Ｖｏｌｔａｇｅ」として記載されるダイオードの順方向電流と飽和電圧に関する表を合わせ読むと，ダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い領域が存在するといえる。 カ　甲第６号証の記載事項 甲第６号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。 ａ　「【００１０】 以下に、本発明にかかる直流電源装置、冷凍サイクル装置、空気調和機および冷蔵庫の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。」 ｂ　「【００２４】 また、図２（ｂ）は、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に電圧が印加されＯＮとなっている状態（以下、この状態を「ゲートオン状態」という）を示している。このゲートオン状態においては、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による電圧低下が寄生ダイオードの順方向電圧より低い場合、電流は寄生ダイオードではなくトランジスタ側に流れる。この場合、ダイオードの導通損失よりもＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による導通損失の方が小さくなる。このような、ＭＯＳＦＥＴに対する逆電圧印加によって電流を逆方向に導通させ、これにより導通損失を低減させる技術は一般的に同期整流と呼ばれる。」 ｃ　「【００２６】 ここでまず、本実施の形態の直流電源装置における第１の整流動作である同期整流動作について説明する。上述したように、本実施の形態の直流電源装置は、半導体スイッチ３および４を動作させる制御部１３を備えている。制御部１３は、電流検出素子１０および電流検出部１２を介して得られた電流検出値等に基づいて、各半導体スイッチをオンオフ制御する。この直流電源装置は、ハーフブリッジと呼ばれる公知の回路に、制御部１３と、電流検出素子９および１０と、電流検出部１１および１２と、電圧検出部１４と、駆動部１５とを付加した構成となっている。図１の回路構成で半導体スイッチ３および４が共にオフであれば、半導体スイッチ３および４の寄生ダイオードを介した全波整流回路となる（上記第２の整流動作を行う）。半導体スイッチ３および４をダイオードに置き換えた場合も同様に、全波整流動作が可能である。本実施の形態の直流電源装置において、ダイオードとせずに半導体スイッチ３および４を備えた構成としているのは、前述の同期整流を適用可能としてダイオードでの導通損失を低減するためである。」 ｄ　「【００４５】 なお、半導体スイッチ３、４、５、６、２２は、ＧａＮ（窒素ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体で構成されたものとしてもよい。この場合、さらなる低損失化を実現することができる。また、ワイドギャップ半導体を使用した場合、耐電圧や耐熱性が高くなるとともに許容電流密度も高くなる。そのため、半導体スイッチの小型化が可能となり、装置を小型化できる。この効果を得るためには、少なくとも一つの半導体スイッチをワイドバンドギャップ半導体で構成されたものとすればよい。」 キ　甲第７号証の記載事項 甲第７号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。 ａ　「【００６６】次に、このシステムの概略動作を図９を用いて説明する。なお、図９は負荷の消費電力量に対する力率改善回路の力率及び直流出力電圧Ｖｄｃを示す図である。まず、負荷の消費電力量が０、或いは、ほとんど０に等しいくらい極低負荷（消費電力量が負荷の許容電力量の１０％未満）の場合、即ち、図９の運転モード１の場合、コントローラ１０により、整流回路切換用スイッチ８は全波整流モード、短絡スイッチ９は力率改善無しモードに制御される。これにより、直流出力電圧Ｖｄｃは√２×Ｖｓと低い値に制御される。 【００６７】また、負荷の消費電力量が運転モード１よりも若干増加し、消費電力量が負荷の許容電力量の１０～３０％の低負荷領域、即ち、図９の運転モード２の場合、コントローラ１０により、整流回路切換用スイッチ８は全波整流モードに保たれ、短絡素子９は部分スイッチングモードにて制御される。故に、力率は、図中の破線の部分に制御でき、力率改善無しモードよりも改善され、入力電流に含まれる高調波成分を低減できる。これに伴い、リアクトル２での鉄損を抑制できる。この鉄損抑制量よりも昇圧に伴う短絡素子９での損失量が小さくなるようすることで、力率改善無しモードよりも力率改善回路の変換効率を向上できる。また、直流出力電圧Ｖｄｃも破線領域の値を出力することができる。 【００６８】全波整流モードにて運転中、更に負荷の消費電力が増し、消費電力が負荷の許容電力量の３０～５０％の中間負荷領域、即ち、図９の運転モード３の場合、短絡素子９は高周波スイッチングモードにて制御される。故に、直流出力電圧は、図中の斜線の如く上限なく制御することが可能であり、負荷の消費電力量に適する所望の任意の値となるよう制御される。また、このとき力率は、ほぼ１に制御できる。」 ｂ　「【００８０】図１２は本発明の別の構成を示す回路構成図である。図１２において、図１他と対応する部分には同一符号を付し、その重複説明を省略する。図１２は図１他における双方向通電性の短絡素子９を、例えば、ＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタ又はＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子を用いた１対のスイッチング素子２０ａ及び２０ｂを整流器３の１相に並列接続させて、代替させたものである。図１２において、２０ａ及び２０ｂは図１他での短絡素子９を代替する１対のスイッチング素子であって、これらのスイッチング素子２０ａ、２０ｂは、それぞれ整流回路３のダイオード３ａ、３ｃに並列接続され、そのゲートにコントローラ１０からの制御信号が印加されるように成されている。また、１９は、整流器３と倍電圧コンデンサ４～５との間に挿入された逆流防止用整流素子であり、スイッチング素子２０ａ、２０ｂの短絡動作に伴う、倍電圧整流用コンデンサ４～５或いは平滑コンデンサ６から整流器３側への逆流を防止する為のものである。 【００８１】次に、動作について説明する。まず、コントローラ１０の電源電圧検出手段１１により交流電源１の電圧極性を検出する。このとき、交流電源１の一方の端子ａの電位が他方の端子ｂの電位よりも高い（この状態を正極性とし、これと逆の状態を負極性とする）場合には、コントローラ１０の制御手段１４は、スイッチング素子２０ａをオフに制御し、スイッチング素子２０ｂのみのスイッチング動作を許可する。また、交流電源１の電圧極性が負極性の場合には、コントローラ１０は、スイッチング素子２０ｂをオフに制御し、スイッチング素子２０ａのみのスイッチング動作を許可する。ここで、スイッチングの形態は先に説明したと同様、力率改善無しモード、部分スイッチングモード、高周波スイッチングモードにより行われるものとする。」 ｃ　「図９ 」 ｄ　「図１２ 」 ク　甲第８号証の記載事項 甲第８号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。 ａ　「【００３２】 まず、負荷１５の回転速度が上昇し所定の回転速度以上になった場合、あるいは負荷１５の負荷が大きくなり電源１からの入力が大きくなった場合、あるいは電源１からの入力電流が大きくなった場合、スイッチ８を連続オンとして整流回路を全波整流から倍電圧整流に切り換える。なお、スイッチ８をオンするタイミングは、ゼロクロス検出回路１３で検出した交流電源のゼロクロスのタイミングで行う。これにより交流電源１から入力する入力電流とインバータ回路９に出力する直流電圧の変化を緩和することができる。また、このとき、スイッチング素子４は、第２－１の運転モードで制御していた遅延時間及び短絡時間で制御したまま、あるいはスイッチ８をオンする前後でオンオフ制御を一定時間停止してスイッチ８をオンし、その後遅延時間を所定の値に制御し、短絡時間を増減して所定の直流電圧を得るようにする。あるいは予めスイッチ８のオンするタイミングにおけるスイッチング素子４の遅延時間及び短絡時間を決定しておいても良い。 【００３３】 図２は、第２の運転モード（第２－２及び第２－３の運転モード）における、スイッチング素子４を短絡するときの交流電圧ゼロクロス点からの遅延時間を説明する図である。図２に示すように、入力電流検出回路１７で検出した入力電流情報に応じて、入力電流が大きくなるに従ってゼロクロス点からの遅延時間が小さくなるように制御を行う。 【００３４】 また、第２－２及び第２－３の運転運転モード時のスイッチング素子４のオンオフ制御は、インバータ回路９に出力する直流電圧が負荷１５の回転速度もしくは電源１からの入力電流に応じて予め決定した直流電圧値になるように、スイッチング素子４の短絡時間を増減する。この増減方法は、所定の直流電圧値と検出した直流電圧値の偏差をもとにマイコン１０が演算し、スイッチング素子４の短絡時間の増減幅を決定する。このフィードバック制御により精度の良い直流電圧を得ることができる。 【００３５】 なお、後述する図４、５に示すように、第２－２の運転モードと第２－３の運転モード時に制御を行う直流電圧はそれぞれ同じ値としても、また、独立した値としてもよい。」 ケ　甲第９号証の記載事項 甲第９号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。 ａ　「【００１５】 （実施の形態１） 図１は、本発明にかかる第１の実施の形態の直流電源装置を示す構成図である。図１において、交流電源１の出力端からリアクタ２を経由してスイッチング素子３ａ、３ｂとダイオード４ａ、４ｂとの逆並列接続回路からなる直列接続回路と、交流電源１の出力端から電流検出器を経由してダイオード４ｃ、４ｄからなる直列接続回路より構成されるブリッジ回路に入力される。ブリッジ整流回路の出力には平滑コンデンサ７、負荷８が接続されている。さらに、電流検出器５から得られた検出値に基づいてスイッチング素子制御手段９を制御するものであって、目標電流波形と相似な電流波形になるように、スイッチング素子３ａ、３ｂの適切なパルス信号を出力している。 【００１６】 次に過電流が流れた場合の動作について説明する。図２は電源位相が正または負の時の電流の流れる経路を示すものであり、ここではシャント抵抗は６ａスイッチング素子３ｂとダイオード４ｂの逆並列接続回路に直列に接続された場合について説明する。 【００１７】 交流電源１の正の半周期は、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子３ｂがオンの時は、交流電源１－リアクタ２－スイッチング素子３ｂ－シャント抵抗６ａ－ダイオード４ｄ－電流検出器５－交流電源１の電流経路が形成され、スイッチング素子３ｂがオフの時は交流電源１－リアクタ２－ダイオード４ａ－平滑コンデンサ７－ダイオード４ｄ－電流検出器５－交流電源１の電流経路が形成される。スイッチング素子３ｂに過電流が流れたとすると、スイッチング素子３ｂに流れる電流をシャント抵抗６ａによって電圧レベルで検出し、その電圧レベルが過電流検知レベルを超えれば過電流が発生したと見なして保護回路を動作させる。 【００１８】 一方、交流電源１の負の半周期は、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子３ａがオンの時は、交流電源１－電流検出器５－ダイオード４ｃ－スイッチング素子３ａ－リアクタ２－交流電源１の電流経路が形成され、スイッチング素子３ａがオフの時は、交流電源１－電流検出器５－ダイオード４ｃ－平滑コンデンサ７－ダイオード４ｂ－リアクタ２－交流電源１の電流経路が形成される。スイッチング素子３ａに過電流が流れた時は、入力電流制御に用いている電流検出器５を利用する。スイッチング素子３ａに流れる電流は電流検出器５で検出できるので、その検出値が過電流検知レベルを超えれば過電流が発生したと見なして保護回路を動作させる。 【００１９】 そうすることで、スイッチング素子３ａ、３ｂの両方にシャント抵抗を挿入しなくても、スイッチング素子３ａは電流検出器５から得られた検出値、スイッチング素子３ｂはシャント抵抗６ａの両端電圧の検出値によって過電流を判断するようにすれば、保護回路は少なくとも１組のみでよいので実装面積は少なくてすむ。もちろんシャント抵抗をスイッチング素子３ａ、３ｂに直列に接続しても過電流保護動作を行なうことは可能であるが、図１のような上下にスイッチング素子３ａ、３ｂがあるコンバータ回路では、スイッチング動作のたびに上下のスイッチング素子の接続点の電位は変わるので、上アームのスイッチング素子３ａに直列に接続されたシャント抵抗の両端電圧は揺さぶられ、通常保護回路は複雑かつ困難になる。しかし、電流検出器５から得られた検出値を用いることで保護回路を簡素化でき、実装面積、コスト及び損失を少なくすることができる。 【００２０】 一方、スイッチング素子３ａ、３ｂが同時オンした上下短絡の時は、図２（ｃ）に示すように、スイッチング素子３ａ－スイッチング素子３ｂ－シャント抵抗６ａ－平滑コンデンサ７－スイッチング素子３ａの電流経路が形成される。この時はシャント抵抗６ａの両端電圧の検出値で過電流を判断し、シャント抵抗６ａを用いることで上下短絡時の高速保護が可能となる。」 ｂ　「図１ 」 ｃ　「図２ 」 コ　甲第１０号証の記載事項 甲第１０号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。 ａ　「【００１１】 【実施例】以下、本発明の一実施例について図１を参照しながら説明する。 【００１２】図１は本発明の突入電流防止回路の実施例を示す回路図である。図１において、１は商用の交流電源を示し、ダイオードブリッジ２によってこれを整流している。更に、平滑コンデンサ３によって平滑し、負荷装置４へ直流電圧を供給している。５はダイオードブリッジ２と平滑コンデンサ３の間に挿入されたシャント抵抗である。このシャント抵抗５の両端に、流れる電流に比例した電圧が生じる事となる。６はシャント抵抗５の両端に発生した電圧を分圧する抵抗であり、検出電流値の設定を行う。 【００１３】７はフォトカプラである。７ａはフォトカプラ７の発光ダイオード、７ｂはフォトカプラ７のフォトトランジスタである。発光ダイオード７ａはある電圧以上になると導通して発光し、その光をフォトトランジスタ７ｂが受ける事となる。８は平滑コンデンサ３に直列に接続されたスイッチング素子である。フォトトランジスタ７ｂはスイッチング素子８のベースとＧＮＤとの間に接続されている。９は帰還ダイオードであり、平滑コンデンサ３の放電時にはこの帰還ダイオード９を通して電流が流れる。１０はスイッチング素子８のベースに所定の電流を供給するためのベース抵抗である。 【００１４】以下、動作を説明する。商用の交流電源１を投入すると、ベース抵抗１０に電流が流れ、スイッチング素子８が「オン」する。すると、電荷の蓄積のない平滑コンデンサ３は短絡に近い状態であるから、多大な電流がシャント抵抗５を流れようとする。しかし、ある電流値になるとフォトカプラ７の発光ダイオード７ａが導通して発光し、それに従ってフォトトランジスタ７ｂが導通してスイッチング素子８のベースをＧＮＤに短絡させる。するとスイッチング素子８が「オフ」し、平滑コンデンサ３への充電がストップする。 【００１５】次にシャント抵抗５を流れる電流がある値より小さくなると、発光ダイオード７ａおよびフォトトランジスタ７ｂは「オフ」し、スイッチング素子８が再び「オン」する。」 ｂ　「図１ 」 （３）対比・判断 ア　理由１（特許法第２９条第２項）について （ア）本件発明１について 本件発明１と甲１発明とを対比すると以下のとおりである。 ａ　甲１発明の「交流電源１」，「ダイオード４ｃ」，「ダイオード４ｄ」，「ダイオード４ａ」，「ダイオード４ｂ」は，各々，本件発明１の「交流電源」，「第１のダイオード」，「第２のダイオード」，「第３のダイオード」，「第４のダイオード」に相当する。 また，甲１発明の「整流部」は，「ダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとからな」り，「ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され，ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続され」るものであって，ここで，「交流入力端ＰＡ１」は．「リアクトル２」を介して「交流電源１」の「電源端子Ｕ」に接続され，また，交流入力端ＰＡ２」は．「交流電源１」の「電源端子Ｖ」に接続されるものである。 したがって，甲１発明の「交流電源１」に接続され，「ダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとからな」る「整流部」は，本件発明１の「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路」に相当する。 ｂ　甲１発明の「スイッチ素子５ａ」 は，「ダイオード４ａに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され」るものであり，ダイオード４ａがオフする方向に対して耐電圧特性を有することは明らかでる。 してみると，甲１発明の「スイッチ素子５ａ」と，本件発明１の「前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子」とは，後記の点で相違するものの，“前記第３のダイオードに並列接続されており，当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第１のスイッチング素子”の点では共通する。 ｃ　甲１発明の「スイッチ素子５ｂ」 は，「ダイオード４ｂに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され」るものであり，ダイオード４ｂがオフする方向に対して耐電圧特性を有することは明らかである。 してみると，甲１発明の「スイッチ素子５ｂ」と，本件発明１の「前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子」とは，後記の点で相違するものの，“前記第４のダイオードに並列接続されており，当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第２のスイッチング素子”の点では共通する。 ｄ　甲１発明の「リアクトル２」は，「一方の端子が電源端子Ｕに接続されるように，交流電源１に直列に接続され，リアクトル２の他方の端子は交流入力端ＰＡ１に接続され」るものであって，さらに，「交流入力端ＰＡ１」に「整流部」の「ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソード」が「接続され」るものであるから，本件発明１の「前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトル」に相当する。 ｅ　甲１発明の「平滑コンデンサ６」は，「整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に並列に接続され，整流電圧Ｓ４を平滑化」するものであるから，本件発明１の「前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサ」に相当する。 ｆ　甲１発明の「スイッチ制御部１０」は，「制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂを生成し，スイッチ素子５ａ，５ｂは，この制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいて，それぞれスイッチングされるものであ」るから，本件発明１の「前記第１、第２のスイッチング素子を制御する制御手段」に相当する。 ｇ　甲１発明では「平滑コンデンサ６は，整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に並列に接続され」るものであるから，甲１発明の「整流出力端ＰＲ１」，「整流出力端ＰＲ２」は，各々，本件発明１の「平滑コンデンサの正極側」，「平滑コンデンサの負極側」に相当する。 してみると，甲１発明の「ダイオード４ａおよびダイオード４ｃの両カソードは正極整流出力端ＰＲ１に接続され，ダイオード４ｂおよびダイオード４ｄの両アノードは負極整流出力端ＰＲ２に接続され，スイッチ素子５ａは，ダイオード４ａに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，スイッチ素子５ｂは，ダイオード４ｂに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され」ることは，本件発明１の「前記第１のダイオードのカソードと前記第１のスイッチング素子の一端とが前記平滑コンデンサの正極側に接続され、」「前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが前記平滑コンデンサの負極側に接続され」ることに相当する。 また，甲１発明の「ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され，ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続され，」「スイッチ素子５ａは，ダイオード４ａに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，スイッチ素子５ｂは，ダイオード４ｂに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され」ることは，本件発明１の「前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが前記交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され」ることに相当する。 ｈ　甲１発明の「直流電源装置」は，「整流部」，「スイッチ素子５ａ，５ｂ」，「リアクトル２」，「平滑コンデンサ６」，「スイッチ制御部１０」を備えるものである。 しかしながら，甲１発明の「直流電源装置」は，電流を検出する手段を備えるものではない。 さらに，甲１発明の「直流電源装置」は，「ダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとからなる整流部」を備えるとともに，いわゆるダイオード整流を，あるいは，「各スイッチ素子５ａ，５ｂを電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にすることにより，同期整流」を行うものである。また，甲１発明は，「交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂのロー期間において，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧に応じて変化するパルス幅と，搬送波周期ＴＰＷＭに等しいパルス周期とを有する一連のパルス信号となり，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧によりパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された信号となる」「制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいて」，「第１および第２スイッチ素子５ａ，５ｂを，」「スイッチングすることにより，前記リアクトル２に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し，昇圧チョッパ動作を行う」ものである。したがって，甲１発明は，本件発明１の「同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数」「で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモード」，あるいは，「ダイオード整流制御および」交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する「高速スイッチング制御を同時に実施するモード」に相当するモードを有していると認められるが，「短絡」が「前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する」ものではない。 また，甲１発明は，「負荷７に応じて目標直流電圧を変更でき」るものであるが，「負荷７が大きくなるにつれて目標直流電圧を上げるように構成して，各スイッチ素子５ａ，５ｂのオン期間を広げる」ものであって，ダイオード整流あるいは同期整流と同時に行う昇圧チョッパ動作時（本件発明１の「高速スイッチング制御」時）のオン期間を広げるものであるから，負荷の大きさによって，ダイオード整流のみあるいは同期整流のみのモードから，同期整流あるいはダイオード整流と昇圧チョッパ動作を同時に実施するモードに切り替えを行うものではない。 したがって，甲１発明の「直流電源装置」と，本件発明１の「直流電源装置」とは，後記の点で相違するものの，“整流回路と，第１のスイッチング素子と，第２のスイッチング素子と，リアクトルと，平滑コンデンサと，制御手段と，を備える，直流電源装置。”の点では共通する。 そうすると，本件発明１と甲１発明は，以下の点で一致ないし相違する。 （一致点） 「交流電源に接続され，第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と， 前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか，または前記第３のダイオードに並列接続されており，当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第１のスイッチング素子と， 前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか，または前記第４のダイオードに並列接続されており，当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第２のスイッチング素子と， 前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと， 前記整流回路の出力側に接続され，当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと， 前記第１，第２のスイッチング素子を制御する制御手段と， を備え， 前記第１のダイオードのカソードと前記第１のスイッチング素子の一端とが前記平滑コンデンサの正極側に接続され，前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが前記交流電源の一端側に接続され，前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され，前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが前記平滑コンデンサの負極側に接続されている， 直流電源装置。」 （相違点１） 「第１のスイッチング素子」及び「第２のスイッチング素子」が，本件発明１では，いずれも「前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い」ものであるのに対して，甲１発明では，その旨の特定がされていない点。 （相違点２） 本件発明１では，「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極との間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段」を備えるものであって，また，「前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の他端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の他端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出」し，さらに，「交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する高速スイッチング制御」を実施するのに対して，甲１発明では，そのような電流検出手段を備えておらず，また，そのような瞬時電流を検出していないので，「昇圧チョッパ動作」の際の「リアクトル２」の短絡はそのような瞬時電流に基づいて算出した通流率によるものでもない点。 （相違点３） 本件発明１では，「前記制御手段は、負荷の大きさに基づいて、前記交流電源の電圧の極性に同期して極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、　負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施する」ものであるのに対して，甲１発明では，そのような切り替えを実施していない点。 事案に鑑み，まず，相違点２について先に検討する。 上記（２）イないしエの甲第２号証ないし甲第４号証にも記載されるように，直流電源装置において，整流回路と平滑コンデンサの負極の間に電流検出手段を設けることは周知の技術である。 しかしながら，甲１発明の課題は，上記（２）アａに記載されるように，従来の直流電源装置においては，電流検出回路が必要であったことを課題とするものであり，甲１発明において電流検出手段を設ける理由が存在しない。 また，高速スイッチング制御においてリアクトルを電流検出手段が検出した瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡することまでもが周知の技術であったとは認められない。 さらに，甲第５号証及び甲第６号証には，スイッチング素子の飽和電圧をダイオードの順方向電圧降下よりも低いものとすることが周知技術であること，また，甲第７号証には，負荷の大きさに応じて，「全波整流モード」（本件発明１の「ダイオード整流モード」）と他のモードの切り替えを行うことは記載されているが，甲第５号証ないし甲第７号証には，高速スイッチング制御においてリアクトルを電流検出手段が検出した瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡することは記載されていない。 よって，上記相違点１，及び相違点３について検討するまでもなく，本件発明１は，甲第１号証に記載された発明（甲１発明），甲第２号証ないし甲第４号証に記載の周知技術，甲第５号証及び甲第７号証に記載の周知技術，及び技術事項に基づいて当業者が容易に発明することができたものではない。 （イ）本件発明２ないし本件発明７ 本件発明２ないし本件発明７は，本件発明１の発明特定事項を全て含み，さらに限定するものであり，同様に，甲第１号証に記載された発明（甲１発明），甲第２号証ないし甲第４号証に記載の周知技術，甲第５号証及び甲第７号証に記載の周知技術，及び技術事項に基づいて容易に発明できたものとはいえない。 また，本件発明２ないし本件発明７が共通に含む上記相違点２に係る構成は，上記（２）クないしコに示した甲第８号証ないし甲第１０号証にも記載されていないから，本件発明２ないし本件発明７は，甲第１号証ないし甲第１０号証に記載された発明，周知技術，及び技術事項に基づいて当業者が容易に発明できたものとはいえない。 （ウ）本件発明８ 本件発明８は，本件発明１ないし本件発明７の直流電源装置を「空気調和機」に備えたものであり，本件発明１の発明特定事項を全て含むものであるから，上記（ア）と同様に，甲第１号証ないし甲第７号証に記載された発明，周知技術，及び技術事項に基づいて，または，甲第１号証ないし甲第１０号証に記載された発明，周知技術，及び技術事項に基づいて容易に発明できたものとはいえない。 イ　理由２（特許法第３６条第６項第２号） ・「理由２－１」について 本件発明１には「前記制御手段は、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、のうちいずれかを実施する、」と記載されており，必ずしも，８つの制御方法（「切り替え」）の全てを備えるものではなく，この「いずれか」を備えていることは明らかである。 ・「理由２－２」，「理由２－３」について 直流電源装置に接続された装置の「負荷の大きさ」に関しては，通常，「負荷の大きさ」として測定可能な様々な指標を基に検出がされており，そして，測定が可能な指標であれば「負荷の大きさ」を「制御手段」は判断可能である。 したがって，「負荷の大きさ」を具体的に記載しなくとも何を示すか明確でないとまではいえない。また，「負荷の大きさ」を「制御手段」がどのように判断するか明確でないとまではいえない。 ・「理由２－４」について 「スイッチング素子」の種類によって「飽和電圧」の定義が異なっていることは技術常識であり，本件発明１の「飽和電圧」が，使用する「スイッチング素子」に応じた「飽和電圧」であることは明らかであるから，「スイッチング素子」を具体的な種類まで記載しなくとも明確でないとまではいえない。 したがって，本件請求項１ないし８に係る特許が明確ではないとはいえない。 ウ　理由３（特許法第３６条第６項第１号） 本件訂正請求により，請求項１は「前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の他端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の他端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出」と訂正され，同期整流中に瞬時電流を検出できるものとなったことから，本件請求項１ないし８に係る特許が，発明の詳細な説明に記載されたものでないとはいえない。 第４　むすび 以上のとおりであるから，取消理由通知に記載した取消理由及び特許異議申立書に記載した異議申立ての理由及び証拠によっては，本件請求項１ないし８に係る特許を取り消すことはできない。また，他に取り消すべき理由を発見しない。 よって，結論のとおり決定する。