2016-701106

特許第５９２９０８０号発明「電力変換装置」の特許異議申立事件について、次のとおり決定する。

【結　論】 特許第５９２９０８０号の明細書、特許請求の範囲を訂正請求書に添付された訂正明細書、特許請求の範囲のとおり，訂正後の請求項〔１－３〕についてについて訂正することを認める。 特許第５９２９０８０号の請求項１に係る特許を維持する。

【理　由】 第１　手続の経緯 特許第５９２９０８０号の請求項１ないし３に係る特許についての出願は，平成２３年９月３０日に特許出願され，平成２８年５月１３日にその特許権の設定登録がされ，その後，その特許について，特許異議申立人辰已雄一により特許異議の申立てがされ，平成２９年２月２０日付けで取消理由が通知され，その指定期間内である平成２９年４月２４日に意見書の提出があり，平成２９年５月２３日付けで取消理由（決定の予告）が通知され，その指定期間内である平成２９年７月２５日に意見書の提出及び訂正請求（以下，「本件訂正請求」という。）がなされ，その本件訂正請求に対して特許異議申立人辰已雄一から平成２９年８月３０日付けで意見書が提出されたものである。 第２　訂正の適否についての判断 １　訂正の内容 本件訂正請求による訂正の内容は，以下の訂正事項１ないし訂正事項２のとおりである。 （１）訂正事項１ 特許請求の範囲の請求項１に「備えたことを特徴とする電力変換装置」と記載されているのを，「備え，前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスであることを特徴とする電力変換装置」に訂正する。 （２）訂正事項２ 願書に添付した明細書の段落【０００７】に記載された「備えたことを特徴とする」を「備え，前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスであることを特徴とする」に訂正する。 ２　訂正の目的の適否，一群の請求項，新規事項の有無，及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否 （１）一群の請求項について 訂正事項１に係る訂正前の請求項１～３について，請求項２，３はいずれも請求項１を引用するものであって，訂正事項１によって訂正される請求項１に連動して訂正されるものである。 したがって，訂正前の請求項１～３に対応する訂正後の請求項１～３は，特許法第１２０条の５第４項に規定する一群の請求項である。 （２）訂正事項１について ア　訂正の目的について 訂正事項１は，訂正前の特許請求の範囲の請求項１の「電圧誤差」について，「前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスである」と記載することによって，明細書や図面を参酌することなく「電圧誤差」の意義を把握できるように請求項の記載を改めるものであるから，特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に規定する明瞭でない記載の釈明を目的とするものである。 イ　新規事項の有無，及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否 訂正事項１の「前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスであること」という構成は，本件特許の願書に添付した明細書の段落【００２８】の「図４の例では，相電圧がゼロから直流リンク電圧（Vdc）の間で変化する区間（同図の区間（B）を参照）において，斜線部（斜線のピッチが狭い方のハッチング）で示される電圧が誤差電圧であり，同図上側の斜線部の面積分だけ出力電圧が高くなり，同図下側の斜線部の面積分だけ出力電圧が低くなる。そして，これらの斜線部の面積（すなわち誤差電圧）は，互いに異なっているので，１８０度区間毎に区切られた出力電圧の大きさにアンバランスが生じる」との記載に基づくものであり，訂正事項１は願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものである。 また，上記アのとおり訂正事項１は「電圧誤差」についての記載を明瞭にするものであり，カテゴリーや対象，目的を変更するものではないから，実質上特許請求の範囲を拡張しまたは変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項において読み替えて準用する１２６条第５項及び第６項に適合するものである。 （３）訂正事項２について ア　訂正の目的について 訂正事項２は，訂正事項１に係る訂正に伴って，特許請求の範囲の記載と発明の詳細な説明の記載との整合を図るために，願書に添付した明細書の段落【０００７】に記載された「備えたことを特徴とする」を「備え，前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスであることを特徴とする」に訂正するものであるから，特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に規定する明瞭でない記載の釈明を目的とするものである。 イ　新規事項の有無，及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否 訂正事項２は訂正事項１に対応するものであり，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものである。 また，カテゴリーや対象，目的を変更するものではないから，実質上特許請求の範囲を拡張しまたは変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項において読み替えて準用する１２６条第５項及び第６項に適合するものである。 ３　小括 以上のとおりであるから，本件訂正請求による訂正は特許法第１２０条の５第２項ただし書き第３号に掲げる事項を目的とするものであり，かつ，同条第９項において読み替えて準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合するので，訂正後の請求項〔１－３〕について訂正を認める。 第３　特許異議の申立てについて １　本件発明 本件訂正請求により訂正された訂正特許請求の範囲の請求項１～３に係る発明（以下，訂正特許請求の範囲の請求項１～３に係る発明を，それぞれ，「本件特許発明１」～「本件特許発明３」という。）は，その特許請求の範囲の請求項１～３に記載された次の事項により特定されるとおりのものである。 「【請求項１】 キャリア周期（T）毎にスイッチングを行うことにより入力を所定周波数，及び所定電圧の交流に変換して出力するインバータ回路（4）と， 前記スイッチングを制御して，インバータ出力の相電圧を６ステップモードとなるよう制御するとき，１８０度毎に訪れる相電圧が切替るタイミングにおいて，電圧誤差をなくすようにパルス電圧を出力するキャリア周期（T）を存在させる制御を行う制御部（5）と， を備え， 前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスであることを特徴とする電力変換装置。 【請求項２】 請求項１の電力変換装置において， 前記制御部（5）は，電圧ベクトルが整数回のキャリアで進む角度から計算した弦の長さが６つの基本電圧ベクトルからなる六角形の一辺の長さと等しくなるように，前記電圧ベクトルの大きさを決定することを特徴とする電力変換装置。 【請求項３】 請求項１の電力変換装置において， 前記制御部（5）は，キャリア周期（T）の開始時の電圧を示す第１電圧ベクトル（va）がキャリア周期（T）の終了時の電圧を示す第２電圧ベクトル（vb）まで変化する間に，相電圧が直流リンク電圧（Vdc）に切替る境界線，又は相電圧が０Ｖに切替る境界線の少なくともどちらか一方を通過した場合には，電圧ベクトルが直流リンク電圧（Vdc）又は０V一定となる区間（A,C）を通過した時間と，電圧ベクトルが直流リンク電圧（Vdc）と０Vの間で変化する区間（B）を通過した時間の電圧積算値から求めるキャリア周期（T）内の平均電圧に基づいて，前記パルス電圧の幅を決定することを特徴とする電力変換装置。」 ２　取消理由の概要 訂正前の請求項１に係る特許に対して平成２９年５月２３日付けで特許権者に通知した取消理由通知（決定の予告）の要旨は，次のとおりである。 請求項１に係る発明は，甲第１号証に記載された発明に基づき，容易に発明をすることができたものであるから，特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないものであり，請求項１に係る特許は，取り消されるべきものである。 ３　甲号証の記載事項及び甲号証に記載された発明 取消理由通知（決定の予告）で引用した刊行物である甲第１号証（特開２００７－１４３３１６号公報）には，以下の事項が記載されている（下線は重要箇所に対して当審が付与した。）。 ア　「【０００８】 この発明に係るＰＷＭ制御を行い直流電圧を交流電圧に変換することでモータに印加する電圧を制御するモータ制御装置は，電圧指令値に基づいてモータに印加する正弦波状電圧の指令値である第１のモータ電圧指令値を演算して求める電圧指令値演算手段と，前記直流電圧で出力可能な正弦波状電圧の大きさに対する前記第１のモータ電圧指令値の大きさの割合を示す基本変調率（ｋ０）を求め，該基本変調率（ｋ０）に基づいて第１のモータ電圧指令値の補正をして第２のモータ電圧指令値を求める基本波電圧線形化手段と，前記第２のモータ電圧指令値及びＰＷＭ生成キャリア信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ波形生成手段と，前記第１のモータ電圧指令値の大きさとモータに印可するＰＷＭ出力電圧の基本波成分の大きさとの関係を線形化したときに，前記モータに印可する電圧指令値とモータに印加するＰＷＭ出力電圧とに位相誤差が生じない変調率の上限値である上限変調率（ｋｍａｘ）を求める補償倍率リミッタ手段と，前記ＰＷＭ信号に基づいて前記直流電圧を交流電圧に変換したＰＷＭ出力電圧をモータに供給するＰＷＭインバータとを備え，前記基本波電圧線形化手段は，前記基本変調率（ｋ０）の大きさが１を越える場合には，前記基本変調率（ｋ０）に基づいて，前記第１のモータ電圧指令値の大きさとモータに印可するＰＷＭ出力電圧の基本波成分の大きさとの関係を線形化する第１の変調率（ｋ１）を求め，前記上限変調率（ｋｍａｘ）を上限値として，前記第１の変調率（ｋ１）に基づいて前記第１のモータ電圧指令値を補正して前記第２のモータ電圧指令値を求めるものである。」 イ　「【００１０】 実施の形態１． 図１はこの発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の構成を示すものである。図１において，１は制御演算手段，２はＰＷＭインバータ，３はモータ，４は電圧指令演算手段，５は基本波電圧線形化手段，６はキャリア信号生成手段，７はＰＷＭ波形生成手段，８は補償倍率リミッタ手段である。制御演算手段１はＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを介してＰＷＭインバータ２と接続され，またＰＷＭインバータ２の出力はＵ，Ｖ，Ｗ相の結線にてモータ３に接続されている。モータ３はＵ，Ｖ，Ｗ相に供給される交流電圧によりトルクを発生し運転する。」 ウ　「【００１５】 過変調ＰＷＭは図４の如く変調率が１を越えた状態を指す。電圧指令の振幅をキャリア信号の振幅よりも大きくすることで出力電圧の基本波成分を増加させ，高速・高負荷での運転が可能となる。変調率を無限大とした場合，図５の如く出力電圧の基本波成分は変調率が１の場合の約１．１０５倍で飽和する。即ち，正弦波ＰＷＭ方式での最大出力電圧の約１．１０５倍の基本波成分電圧を出力でき，より大きなトルクを得られる。」 エ　「【００１８】 次に電圧指令およびＰＷＭ出力波形の生成実現手段の種類であるデジタル方式と，デジタル方式による離散的演算により，過変調ＰＷＭ時に発生する位相誤差及びＰＷＭ出力電圧の低周波電圧誤差について説明する。 【００１９】 まず，電圧指令およびＰＷＭ出力波形の生成実現手段の種類について説明する。 近年，マイコン等の性能向上に伴い，上記の実現手段としてはデジタル方式が広く用いられている。デジタル方式は所定周期毎に離散的に電圧指令値を演算してこの値を保持し，三角波状のキャリア信号と，前記記憶されている電圧指令値の大小を比較し，この比較結果をＰＷＭ信号として出力する方式である。 図７はマイコンでの電圧指令演算結果を示す。図７は電圧指令の演算周期とキャリア周期は同一である例であり，キャリアの山に同期して電圧指令が更新される。過変調ＰＷＭの場合，キャリア信号の振幅よりも電圧指令の振幅が大きいため，ＰＷＭのスイッチングが発生しない区間が現れ，この区間は変調率が大きいほど増加する。このような過変調ＰＷＭ時の離散的演算により発生する位相誤差について図８により説明する。 【００２０】 図８は過変調時のＰＷＭ信号生成過程を示す。図８のＡ，Ｂはそれぞれ位相の異なる２つの電圧指令Ａ，Ｂのゼロクロス点近傍について拡大波形である。マイコン等による離散値制御の場合，実際の電圧指令は離散的に変化し，理想の電圧指令がＡの場合は演算周期毎にａ１，ａ２と変化する。 電圧指令値がキャリア信号の振幅範囲内であれば，同一周期内でＰＷＭのスイッチング（１周期内でのＯＮ－ＯＦＦ動作）が発生するが，図８の電圧指令Ａの様に離散化された電圧指令がキャリア振幅の範囲内を通過してしまうと，ＰＷＭのスイッチングはキャリア周期内で発生せず，結果，キャリア信号の所定タイミングで単一のスイッチングが発生することとなる。 【００２１】 また，図８において位相の異なる電圧指令Ｂを考えたとき，前記電圧指令Ａの場合と同様，離散化された電圧指令Ｂはキャリア振幅を通過するため，出力されるＰＷＭ波形は電圧指令ＡのＰＷＭ波形と同一となる。即ち，電圧指令の位相がＡ～Ｂの間であれば全て同一のＰＷＭ波形となる。言い換えれば離散化された電圧指令値がキャリア振幅を越えて変化する場合，電圧指令とＰＷＭ出力電圧とに位相誤差が生ずる。この位相誤差は，電圧指令の周波数が高く，演算周期が長く，変調率が大きいほど拡大する。このような位相誤差が発生し始める変調率ｋｔｈは，電気角周波数指令ω*と演算周期Ｔｓとで表すことができる。次に変調率ｋｔｈ導出の詳細を図９により説明する。 【００２２】 図９は電気角位相と電圧指令値との関係を示す図である。図９において，Ｖｄｃ／２～－Ｖｄｃ／２間がＰＷＭのスイッチング可能な電圧範囲であり，キャリア信号の振幅に相当する。 図９のような，変調率Ｖｋ＝１．１５５≒２／ｓｑｒｔ（３）とその倍の変調率Ｖｋ＝２．３０９≒２・２／ｓｑｒｔ（３）の時の電圧指令波形を考えた場合，電圧指令値がＶｄｃ／２又は－Ｖｄｃ／２を越えたところが１００％デューティとなる，即ち，電圧指令値がＶｄｃ／２又は－Ｖｄｃ／２の値に飽和した状態（以下，張付きという。）となり，正負いずれかの極性に張り付く。この張付き状態から他の極性の張付き状態に移行する部分，つまり，図９のステージ１とステージ４の部分にＰＷＭのスイッチングが発生する。張付きが移行する位相角を張付き移行位相角θｃｎｇ［ｒａｄ］とすると，変調率ｋと張付き移行位相角θｃｎｇとに次式の関係がある。 【数１】 位相誤差を生じさせないためには，張付き移行時に少なくとも一回ＰＷＭのスイッチングを発生させる必要がある。従って，演算周期をＴｓ［ｓ］，電気角周波数指令をω* ［ｒａｄ／ｓ］とすると，演算周期Ｔｓ［ｓ］あたりに進む位相角ω* ・Ｔｓ［ｒａｄ］が張付き移行位相角θｃｎｇ［ｒａｄ］よりも小さい必要がある。これを式に表すと次式となる。 【数２】 ω＊・Ｔｓ＜θｃｎｇ 以上から位相誤差が生じないための変調率ｋの条件は，次式のようになる。 【数３】 図１０は演算周期Ｔｓ固定の場合の回転速度と変調率ｋｔｈの関係を示す図である。変調率ｋがｋｔｈ以下では，ＰＷＭ出力電圧に対して上記の位相誤差が発生しないため，ＰＷＭ出力電圧が安定し運転も安定となる。一方，変調率ｋがｋｔｈを越えると位相誤差が発生し，位相誤差が大きくなるほどモータの運転が不安定となる。」 オ　「【００２４】 次に非同期ＰＷＭでの出力電圧誤差について図１１により説明する。 図１１は高速回転時の電圧指令およびＰＷＭ出力電圧波形を示す図である（キャリア信号の図示省略）。 非同期ＰＷＭでは電圧指令の演算周期は電圧指令の周波数と無関係であり，デジタル方式においては通常一定周期で離散的に演算される。このため，高速回転時ではたとえば図１１（ａ）の丸印の如く，電圧指令の周期に対して演算周期が粗い結果となる。ここで変調率を無限大として考えた場合，ＰＷＭ出力電圧の波形は図１１（ｂ）となる。すなわち電圧指令の演算周期と電圧指令の電圧極性にのみ依存するＰＷＭ波形となる。図１１（ｂ）はＰＷＭ出力電圧波形のパルス幅において電圧指令の演算周期の影響を受けて低周波の電圧誤差を生じ，図１１（ｃ）の如く歪み成分を伴う。このためモータには出力電圧周波数よりも低い周波数成分の電圧が印加される。これによりトルクあるいは電流が変動し運転特性に劣化が生じる。 【００２５】 以上のような性能低下の根源である不安定動作を回避するには，上記式（１）の関係に基づき変調率ｋの動作範囲に制限を設け，位相誤差を発生させないようモータ運転をする必要がある。このような過変調ＰＷＭ時の位相誤差による性能低下を回避するための動作処理について図１２を用いて説明する。 ・・・（中略）・・・ 【００２９】 次に補償倍率リミッタ手段８は，電気角周波数指令ω* と演算周期Ｔｓとから前記式（１）を用いて位相誤差が生じない変調率の上限値である上限変調率（ｋｍａｘ）を演算し，基本波電圧線形化手段５は，前記第１の変調率（ｋ１）と上限変調率（ｋｍａｘ）を比較し第２の変調率（ｋ２）を設定する。ｋ１＞ｋｍａｘであるならばｋ２はｋｍａｘとし，ｋ１≦ｋｍａｘならばｋ２はｋ１と同一とする（ステップｓ７～ｓ１０）。」 カ　「【００３１】 上記の動作による効果を図１３及び図１４を用いて説明する。 図１３は過変調時における，電圧指令とＰＷＭ信号との位相誤差を示す図である。図１３（ａ）は変調率の上限制限がない従来方式の電圧指令波形及びＰＷＭ信号波形，図１３（ｂ）は本発明の電圧指令波形及びＰＷＭ信号波形である。 基本波電圧線形化手段５により，前記基本変調率（ｋ０）の大きさが１を越える場合，前記上限変調率（ｋｍａｘ）を上限とする第１の変調率（ｋ１）の値に基づき，前記第１のモータ電圧指令値Ｖｕ１* ，Ｖｖ１* ，Ｖｗ１* を補正して第２のモータ電圧指令値Ｖｕ２* ，Ｖｖ２* ，Ｖｗ２* を生成することにより，第１のモータ電圧指令値に対するＰＷＭ出力電圧の基本波成分が線形化され，且つ，第１の変調率（ｋ１）の上限値を上限変調率（ｋｍａｘ）により制限しているので，電圧指令値のゼロクロス近傍でＰＷＭのスイッチングが発生し，位相誤差が縮小される。 【００３２】 図１４は高速回転時における出力電圧歪みを示す図である（キャリア信号は図示省略）。図１４（ａ）は非同期ＰＷＭでの電圧指令と演算周期を示す，図１４（ｂ）は変調率を無限大とした場合，変調率の上限制御が無い従来方式の出力電圧波形，図１４（ｃ）は本発明の出力電圧波形である。図１４（ｂ）のように従来方式では出力電圧のスイッチング周期が非同期発生するため出力電圧に低周波の歪みが発生するが，本発明では，図１４（ｃ）のように第１の変調率（ｋ１）の上限値を上限変調率（ｋｍａｘ）により制限しているので，図１４（ｃ）のＰＷＭ周期と示される電圧指令のゼロクロス近傍で，キャリア信号と電圧指令とが交わり，少なくとも１回ＰＷＭのスイッチングが発生するため，出力電圧における低周波の歪み成分が抑制される。尚，図１４（ｃ）の非ＰＷＭ周期と示される周期は１００％デューティでＰＷＭスイッチングを行わない周期である。」 以上の記載によれば，甲第１号証には以下の発明（以下，「甲１発明」という。）が記載されていると認められる。 「ＰＷＭ制御を行い直流電圧を交流電圧に変換することでモータに印加する電圧を制御するモータ制御装置であって， 該モータ制御装置は，制御演算手段１，ＰＷＭインバータ２，モータ３を備え，制御演算手段１はＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを介してＰＷＭインバータ２と接続され，またＰＷＭインバータ２の出力はＵ，Ｖ，Ｗ相の結線にてモータ３に接続されており，モータ３はＵ，Ｖ，Ｗ相に供給される交流電圧によりトルクを発生し運転し， デジタル方式は所定周期毎に離散的に電圧指令値を演算してこの値を保持し，三角波状のキャリア信号と，前記記憶されている電圧指令値の大小を比較し，この比較結果をＰＷＭ信号として出力する方式であり，電圧指令の演算周期とキャリア周期は同一であり，キャリアの山に同期して電圧指令が更新され，電圧指令値がキャリア信号の振幅範囲内であれば，同一周期内でＰＷＭのスイッチング（１周期内でのＯＮ－ＯＦＦ動作）が発生するが，離散化された電圧指令がキャリア振幅の範囲内を通過してしまうと，ＰＷＭのスイッチングはキャリア周期内で発生せず，結果，キャリア信号の所定タイミングで単一のスイッチングが発生することとなり，このとき，電圧指令値がＶｄｃ／２又は－Ｖｄｃ／２を越えたところが１００％デューティとなる，即ち，電圧指令値がＶｄｃ／２又は－Ｖｄｃ／２の値に飽和した状態（以下，張付きという。）となり，正負いずれかの極性に張り付き，離散化された電圧指令値がキャリア振幅を越えて変化する場合，電圧指令とＰＷＭ出力電圧とに位相誤差が生じ，この位相誤差は，電圧指令の周波数が高く，演算周期が長く，変調率が大きいほど拡大するが，このような位相誤差が発生し始める変調率ｋｔｈは，電気角周波数指令ω*と演算周期Ｔｓとで表すことができ，位相誤差を生じさせないためには，張付き移行時に少なくとも一回ＰＷＭのスイッチングを発生させる必要があり，位相誤差が生じないための変調率ｋの条件は，次式のようになり， 上記式（１）の関係に基づき変調率ｋの動作範囲に制限を設け，ｋがｋｔｈを超える場合にはこれをｋ＝ｋｔｈと制限して，位相誤差を発生させないようモータ運転をする， モータ制御装置。」 第４　当審の判断 １　取消理由について （１）本件特許発明１と甲１発明との対比 本件特許発明１と甲１発明とを対比すると，以下の点で一致し，また，相違する。 （一致点） 「キャリア周期（T）毎にスイッチングを行うことにより入力を所定周波数，及び所定電圧の交流に変換して出力するインバータ回路と， 前記スイッチングを制御して，過変調制御するとき，相電圧が切替るタイミングにおいて，誤差をなくすようにパルス電圧を出力するキャリア周期（T）を存在させる制御を行う制御部と， を備えたことを特徴とする電力変換装置。」 （相違点１） 一致点の「パルス電圧を出力するキャリア周期（T）を存在させる制御を行う」のが， 本件特許発明１では「インバータ出力の相電圧を６ステップモードとなるよう制御するとき，１８０度毎に訪れる相電圧が切替るタイミングにおいて」であるのに対し， 甲１発明では「離散化された電圧指令値がキャリア振幅を越えて変化する場合」即ち「過変調制御時」であって，「張付き移行時」である点。 （相違点２） 一致点の「誤差」が，本件特許発明１では「電圧誤差」であって，「前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスである」のに対し， 甲１発明では電圧指令とＰＷＭ出力電圧との「位相誤差」である点。 （２）相違点についての検討 （相違点１）について以下に検討する。 本件特許発明１の「６ステップモード」に関し，本件明細書の「本実施形態における過変調制御は，インバータ回路（4）の出力が，キャリア１周期（T）を通して，全相ハイ，或いは全相ローのパターンが現れない状態に制御する制御をいう。過変調制御では，相電圧の１８０度区間において，数キャリア周期連続して，所定のスイッチング素子（S）をオン或いはオフ状態に固定する。これにより，前記基本波成分を正弦波駆動時よりも高くすることが可能になる。所定のスイッチング素子（S）を相電圧の１８０度区間オン状態に固定して，次の１８０度区間ではオフ状態に固定することを交互に繰り返すと過変調制御で出力を最大に出来る状態となり，いわゆる６ステップモードと呼ばれる状態になる。」（【００２５】）との記載によれば，「所定のスイッチング素子（S）を相電圧の１８０度区間オン状態に固定して，次の１８０度区間ではオフ状態に固定することを交互に繰り返」し，「過変調制御で出力を最大に出来る状態」のことを意味している。そして，平成２９年７月２５日付け意見書において特許権者が主張するように『本件発明に係る「６ステップモード」では，「電圧指令値」，「キャリア信号」，及び「変調率」の概念がない。』（７頁下から３行～下から２行）ものである。 これに対し，甲１発明の「離散化された電圧指令値がキャリア振幅を越えて変化する場合」には，「変調率ｋの動作範囲に制限を設け，ｋがｋｔｈを超える場合にはこれをｋ＝ｋｔｈと制限して」制御するものであって，「離散化された電圧指令値」，「キャリア振幅」，「変調率ｋ」を用いて過変調制御するものであると認められるから，「インバータ出力の相電圧を６ステップモードとなるよう制御する」ものということはできず，また，そのような制御することを示唆する記載は甲第１号証にはない。 したがって，本件特許発明１は，（相違点２）に拘わらず甲１発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるとはいえない。 ２　取消理由通知において採用しなかった特許異議申立理由について 特許異議申立人辰已雄一は，訂正前の特許請求の範囲に関し，特許異議申立書において，請求項１記載の発明は甲１号証記載の発明と同一であるから請求項１に係る発明は特許法第２９条１項３号の要件を満たさないと主張している。 しかしながら，上記「１　取消理由について」で述べたとおりであるから，本件特許発明１は甲１号証記載の発明と同一であるということはできず，かかる主張は理由がない。 ３　特許異議申立人の意見について 特許異議申立人辰已雄一は，平成２９年８月３０日付け意見書において，甲１号証の発明はその図１４（ｃ）に示されるように，「少なくとも１回ＰＷＭのスイッチングが発生」ことで，従来方式よりも低周波歪み成分を抑制し，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスを低減している旨主張している。 しかしながら，上記「１　取消理由について」で述べたとおり，甲１発明は「インバータ出力の相電圧を６ステップモードとなるよう制御する」ものではないから，特許異議申立人の上記主張に拘わらず，本件特許発明１は甲１発明から容易に発明できたということはできない。 第５　まとめ 以上のとおりであるから，取消理由通知に記載した取消理由及び特許異議申立書に記載した特許異議申立理由によっては，本件請求項１に係る発明の特許を取り消すことはできない。 また，他に本件請求項１に係る発明の特許を取り消すべき理由を発見しない。 よって，結論のとおり決定する。