2018-012435

特願２０１６－５５９１６２「調整可能な位相反転結合ループ」拒絶査定不服審判事件〔平成２７年１０月　１日国際公開、ＷＯ２０１５／１４４０６３、平成２９年　６月　８日国内公表、特表２０１７－５１５３４７〕について、次のとおり審決する。

【結　論】 本件審判の請求は、成り立たない。

【理　由】 第１　手続の経緯 本願は、平成２７年（２０１５年）３月２６日（パリ条約による優先権主張２０１４年３月２６日、米国）を国際出願日とする特許出願であって、平成２９年１０月３１日付けで拒絶理由が通知され、平成３０年５月２日に意見書の提出とともに手続補正がされたが、同年５月１１日付けで拒絶査定がされ、これに対し、同年９月１８日に拒絶査定不服審判が請求されたものである。 第２　本願発明 本願の請求項１ないし８に係る発明は、平成３０年５月２日にされた手続補正により補正された特許請求の範囲の請求項１ないし８に記載されたとおりのものであるところ、そのうち、請求項１に記載された発明（以下「本願発明」という。）は次のとおりである。 「【請求項１】 第１の空洞共振器内の第１の磁場方向と実質的に直交する面内に第１の領域を画成する第１の部分と、 第２の空洞共振器内の第２の磁場方向に実質的に直交する面内に第２の領域を画成する第２の部分と、 を有し、 その結果、前記第１の部分で生成された誘導電流が前記第２の部分の電流と実質的に同じ方向に流れる導体を備え、 前記第１の領域および前記第２の領域が、前記第１の空洞共振器および前記第２の空洞共振器内の電磁場間の結合定数を決定し、 前記導体は、軸周りで回転自在に調整可能であり、 前記第１の空洞共振器及び前記第２の空洞共振器は、ＴＥ－１０１モード共振器として動作する、 装置。」 第３　原査定の拒絶の理由 原査定の拒絶理由の概要は、この出願の請求項１に係る発明は、本願の優先権主張の日（以下「優先日」という。）前に日本国内又は外国において、頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった下記の引用文献１、引用文献２及び引用文献５に基づいて、その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法２９条２項の規定により特許を受けることができない、というものである。 引用文献１：特開２０００－７７９０９号公報 引用文献２：特開昭５５－１３４５０２号公報 引用文献５：小西良弘　著、「マイクロ波回路の基礎とその応用」（総合電子出版社、１９９２年２月１日発行、第２版）の第１６４－１６７頁 第４　引用文献の記載及び引用発明 １　引用文献１の記載及び引用発明 原査定の拒絶理由で引用された特開２０００－７７９０９号公報（引用文献１）には、以下の事項が記載されている。 （１）従来の技術として以下の事項が記載されている。 ア　「【０００２】 【従来の技術】図３３は、矩形導波管におけるＴＥ10モードの電磁界を説明するための断面図であり、同図において、実線は電界（Ｅ）を、破線は磁界（Ｈ）を表している。矩形導波管１の高さがｂ、横幅がａであるとき、矩形導波管１の遮断波長（λｃ）は、下記（１）式のように表される。 【０００３】 【数１】 λｃ＝２ａ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１） 図３４は、矩形導波管共振器の共振長（Ｌ）を説明するための図であり、同図において、１は矩形導波管、１２は誘導性絞り（結合アイリス）である。図３４に示すように、管内波長をλｇとする時、矩形導波管共振器１０の共振長（Ｌ）は、共振周波数、通過帯域幅、通過帯域の特性等により定まる結合アイリスのサセプタンス等により、Ｌ≒λｇ／２（一般的には、０．９５λｇ／２付近）とされる。」 イ　図３３ ウ　図３４ （２）実施の形態１として、以下の事項が記載されている。 ア　「【００１３】 【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。 【００１４】なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。 【００１５】［実施の形態１］図１は、本発明の実施の形態１の群遅延時間補償型の矩形導波管共振器型帯域通過フィルタの正面を示す正面図である。また、図２は、図１に示すＡ－Ａ’切断線で切断した断面を示す要部断面図、図３は、図１に示すＢ－Ｂ’切断線で切断した断面を示す要部断面図である。図１、図２、図３において、１は矩形導波管、３は入力（または出力）端子、４は出力（または入力）端子、５ａ～５ｄは周波数調整ネジ、８は入力（または出力）結合ループ、９は出力（または入力）結合ループ、１０ａ～１０ｈは矩形導波管共振器、１２ａ～１２ｇは誘導性絞り、２１ａ，２１ｂは矩形導波管１に形成された容量性結合窓、２２ａは矩形導波管１に形成された誘導性結合窓である。本実施の形態の群遅延時間補償型の矩形導波管共振器型帯域通過フィルタ（以下、単にＢＰＦと称する。）は、１番目から４番目までの矩形導波管共振器（１０ａ～１０ｄ）と、５番目から８番目までの矩形導波管共振器（１０ｅ～１０ｈ）とを、矩形導波管１内の磁界方向に重ね合わせてコの字状に配置する。また、１番目ないし８番目の矩形導波管共振器（１０ａ～１０ｄ）を縦続接続し、各矩形導波管共振器（１０ａ～１０ｈ）間を、誘導性絞り（１２ａ～１２ｇ）による磁気結合回路で主結合する。また、３番目の矩形導波管共振器（１０ｃ）と６番目の矩形導波管共振器（１０ｆ）との間を容量性結合窓（２１ａ）による容量結合回路で副結合し、２番目の矩形導波管共振器（１０ｂ）と７番目の矩形導波管共振器（１０ｇ）との間を容量性結合窓（２１ｂ）による容量結合回路で副結合する。さらに、１番目の矩形導波管共振器（１０ａ）と８番目の矩形導波管共振器（１０ｈ）との間を、誘導性結合窓（２２ａ）による磁気結合回路で副結合する。なお、誘導性絞り、誘導性結合窓、および後述するＵ字状のループ素子は、本発明の誘導性結合素子を構成し、容量性結合窓、並びに後述する容量結合板および結合プローブは、本発明の容量性結合素子を構成する。」 イ　「【００１８】一方、通過域においては、共振回路（ＲＳ２）→磁気結合回路（Ｍ23）→共振回路（ＲＳ３）→磁気結合回路（Ｍ34）→共振回路（ＲＳ４）→磁気結合回路（Ｍ45）→共振回路（ＲＳ５）→磁気結合回路（Ｍ56）→共振回路（ＲＳ６）→磁気結合回路（Ｍ67）→共振回路（ＲＳ７）からなる経路で共振回路（ＲＳ７）に生じる電磁界と、共振回路（ＲＳ２）→容量結合回路（Ｃ27）→共振回路（ＲＳ７）からなる経路で共振回路（ＲＳ７）に生じる電磁界とは、中心周波数の近辺においては、互いに打ち消し合い、通過域のバンドエッジ付近では互いに加わり合う傾向を示し、通過域内の振幅特性の偏差が小さくなる。また、同様に、通過帯域内の群遅延時間（τ）の群遅延時間の偏差も小さくなる。即ち、本実施の形態のＢＰＦは、図６に示すように、その減衰（振幅）特性において、減衰極は二対に限定されるが、図７に示すように、通過帯域内の振幅偏差を小さく、同時に、図８に示すように、通過帯域内の群遅延時間偏差を小さくすることが可能となる。 【００１９】この場合に、群遅延時間の補償量は容量結合回路（Ｃ27）の値により調整可能であり、容量結合回路（Ｃ27）による群遅延時間の補償量が最適の大きさより小さいと、補償量が少なくなべ底形に近い群遅延時間特性となる。この状態の群遅延時間特性を図９に示す。容量結合回路（Ｃ27）による群遅延時間の補償量が最適の大きさのときには、群遅延時間特性の平坦部が一番広くなる。この状態の群遅延時間特性を図１０に示す。容量結合回路（Ｃ27）による群遅延時間の補償量が最適の大きさより大きいと、補償量が過補償となる。図８に示すグラフが、この状態の群遅延時間特性を示している。群遅延時間補償型のＢＰＦの通過帯域内において、ある程度の許容リップル的な群遅延時間特性を許容することが可能であれば、過補償形のＢＰＦが最も群遅延時間特性は広くなる。このように、本実施の形態の群遅延時間補償型のＢＰＦによれば、通過帯域内の振幅偏差を小さく、通過帯域内の群遅延時間偏差を小さくすることが可能となる。」 ウ　図１ エ　図２ オ　図３ （３）実施の形態３として以下の事項が記載されている。 ア　「【００２４】［実施の形態３］図１５、図１６、図１７は、本発明の実施の形態３の群遅延時間補償型のＢＰＦの概略構成を示す断面図である。なお、図１５は、前記図２と同一箇所の要部断面図、図１６は、前記図３と同一箇所の要部断面図、図１７は、前記図１４と同一箇所の要部断面図である。本実施の形態の群遅延時間補償型のＢＰＦは、矩形導波管共振器（１０ｃ）と矩形導波管共振器（１０ｆ）との間、および矩形導波管共振器（１０ｂ）と矩形導波管共振器（１０ｇ）との間の副結合回路として、容量性結合窓（２１ａ，２１ｂ）に代えて、Ｓ字状のループ素子（１６ａ，１６ｂ）を使用し、また、矩形導波管共振器（１０ａ）と矩形導波管共振器（１０ｈ）との間の副結合回路として、誘導性結合窓（２２ａ）に代えて、Ｕ字状のループ素子（６ａ）を使用した点で、前記実施の形態１の群遅延時間補償型のＢＰＦと相違する。図１８は、本実施の形態の群遅延時間補償型のＢＰＦの等価回路を示す回路図であり、図１９は、図１８に示す等価回路の変換等価回路図である。図１８、図１９において、磁気結合回路（Ｍ36）は、第１のＳ字状のループ素子（１６ａ）による磁気結合回路、磁気結合回路（Ｍ27）は、第２のＳ字状のループ素子（１６ｂ）による磁気結合回路、磁気結合回路（Ｍ18）は、Ｕ字状のループ素子（６ａ）による磁気結合回路路であり、それ以外の符号は、前記図４、図５と同じである。共振回路（ＲＳ３）と共振回路（ＲＳ６）とがＳ字状のループ素子（１６ａ）で副結合されている場合に、共振回路（ＲＳ３）→磁気結合回路（Ｍ36）→共振回路（ＲＳ６）からなる経路で共振回路（ＲＳ７）に誘起される電圧の位相は、共振回路（ＲＳ３）と共振回路（ＲＳ６）とが、例えば、図１２に示す容量結合板（７ａ）で副結合されている場合に、共振回路（ＲＳ３）→容量結合回路（Ｃ36）→共振回路（ＲＳ６）からなる経路で共振回路（ＲＳ６）に誘起される電圧の位相と同一となる。即ち、副結合回路として使用されるＳ字状のループ素子は、副結合回路として使用される容量性結合素子と等価になる。したがって、本実施の形態の群遅延時間補償型のＢＰＦにおいても、通過帯域内の振幅偏差を小さく、通過帯域内の群遅延時間偏差を小さくすることが可能となる。なお、本発明では、このＳ字状のループ素子（１６ａ，１６ｂ）とは、図１７に示すように、矩形導波管１の上下（あるいは左右）異なる位置で、ループ素子の両端が矩形導波管１に電気的、機械的に接続される構造のループ素子を意味する。一般に、矩形導波管共振器型帯域通過フィルタは大電力を印加することができるので、前記実施の形態１、実施の形態２および本実施の形態の矩形導波管共振器型帯域通過フィルタは、デジタルテレビにおける出力フィルタ、あるいは電力合成器（アンテナ共用器）の反射素子として最適である。」 イ　図１５ ウ　図１６ エ　図１７ 引用文献１には、実施の形態３に記載された「矩形導波管共振型帯域通過フィルタ」（以下「ＢＰＦ」ともいう。）について、以下の事項が記載されていると認められる。ここで、段落【００１４】に「実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。」と記載されているから、実施の形態３のうち実施の形態１と同一符号のものは、実施の形態１についての説明を適宜参照する。 ａ　ＢＰＦの矩形導波管１は、１番目から４番目までの矩形導波管共振器（１０ａ～１０ｄ）と、５番目から８番目までの矩形導波管共振器（１０ｅ～１０ｈ）とを、矩形導波管１内の磁界方向に重ね合わせてコの字状に配置したものであり、１番目ないし８番目の矩形導波管共振器（１０ａ～１０ｈ）を縦続接続し、各矩形導波管共振器（１０ａ～１０ｈ）間を、誘導性絞り（１２ａ～１２ｇ）による磁気結合回路で主結合（段落【００１５】）したものであり、 さらに、３番目の矩形導波管共振器（１０ｃ）と６番目の矩形導波管共振器（１０ｆ）との間、及び、２番目の矩形導波管共振器（１０ｂ）と７番目の矩形導波管共振器（１０ｇ）との間の副結合回路として、Ｓ字状のループ素子（１６ａ、１６ｂ）を使用し、また、矩形導波管共振器（１０ａ）と矩形導波管共振器（１０ｈ）との間の副結合回路として、Ｕ字状のループ素子（６ａ）を使用し（段落【００２４】）、前記副結合回路として使用されるＳ字状のループ素子は、副結合回路として使用される容量性結合素子と等価（同【００２４】）である。 ｂ　また、段落【０００２】、【０００３】、図３３及び図３４の従来の技術の記載から、各矩形導波管共振器はＴＥモードの共振器であると推認できる。そして、図１６は、実施の形態１の図３と同一箇所の要部断面図であり（段落【００２４】）、その図３には、各矩形導波管共振器内の容量性結合窓（２１ａ、２１ｂ）の近傍で、電界を表す「Ｅ」とともに、紙面上向き又は下向きの矢印が記載されている。そうすると、実施の形態３の図１６においても、Ｓ字状ループ素子（１６ａ、１６ｂ）の近傍において、電界（Ｅ）は紙面上下方向に向き、該電界（Ｅ）に直交する磁場（Ｈ）は、紙面左右方向に向くこととなり、この磁場（Ｈ）の向きは、図１５に磁場（磁界）を表す「Ｈ」とともに記載された矢印の向きと矛盾しない。したがって、矩形導波管１の他の断面図である図１７（ａ）に着目すると、該図１７（ａ）において、Ｓ字状ループ素子（１６ａ）の近傍では、磁場が紙面に垂直な方向を向くといえる。ここで、図１７（ａ）の矩形導波管共振器（１２ｂ）内のＳ字状ループ素子（１６ａ）の近傍の磁場を「第１の磁場」、同じく矩形導波管共振器（１２ｆ）内のＳ字状ループ素子（１６ａ）の近傍の磁場を「第２の磁場」と称することは任意である。 ｃ　また、図１７（ａ）のＳ字状ループ素子（１６ａ）のうち、矩形導波管共振器（１２ｂ）内の逆コ字状の部分を「第１の部分」、矩形導波管共振器（１２ｆ）内のコ字状の部分を「第２の部分」と称すること、及び、該図１７（ａ）の紙面上で、前記矩形導波管共振器（１２ｂ）と前記矩形導波管共振器（１２ｆ）との間の隔壁と前記「第１の部分」とで画成する領域を「第１の領域」、前記隔壁と前記「第２の部分」とで画成する領域を「第２の領域」と称することは任意であり、上記ｂより、図１７（ａ）の紙面は、前記「第１の磁場」及び「第２の磁場」と直交するといえる。 ｄ　上記ｂ、ｃより、引用文献１には、「矩形導波管共振器（１２ｂ）内の第１の磁場方向と直交する面内に第１の領域を画成する第１の部分と、矩形導波管共振器（１２ｆ）内の第２の磁場方向と直交する面内に第２の領域を画成する第２の部分を有する」といえる。 この場合、前記Ｓ字状ループ素子（１６ａ）の形状からみて、前記第１の部分で生成された誘導電流が紙面上向きであれば前記第２の部分でも上向きに流れ、前記誘導電流が紙面下向きであれば前記第２の部分でも下向きに流れることは明らかであるから、引用文献１には、「前記第１の部分で生成された誘導電流の流れる方向と前記誘導電流が前記第２の部分で流れる方向とが同じであるＳ字状ループ素子（１６ａ）を備える」といえる。 さらに、上記ｂより、「前記矩形導波管共振器（１２ｂ）及び前記矩形導波管共振器（１２ｆ）はＴＥモード共振器として動作する」といえる。 上記ａないしｄより、引用文献１には、次の発明（以下「引用発明」という。）が記載されていると認める。 （引用発明） 「矩形導波管共振器（１２ｂ）内の第１の磁場方向と直交する面内に第１の領域を画成する第１の部分と、 矩形導波管共振器（１２ｆ）内の第２の磁場方向と直交する面内に第２の領域を画成する第２の部分を有し、 前記第１の部分で生成された誘導電流の流れる方向と前記誘導電流が前記第２の部分で流れる方向とが同じであるＳ字状ループ素子（１６ａ）を備え、 前記矩形導波管共振器（１２ｂ）及び前記矩形導波管共振器（１２ｆ）はＴＥモード共振器として動作する、 矩形導波管共振型帯域通過フィルタ。」 ｅ　さらに、引用文献１（段落【００１９】）には、実施の形態１において、群遅延時間の補償量は容量結合回路（Ｃ27）の値により調整可能であり、容量結合回路（Ｃ27）による群遅延時間の補償量が最適の大きさより小さいと、補償量が少なくなべ底形に近い群遅延時間特性になり、補償量が最適の大きさのときには、群遅延時間特性の平坦部が一番広くなり、補償量を過補償にすると最も群遅延時間特性は広くなる旨記載されている。ここで、最適な補償量に対して補償量が小さい状態は、矩形導波管共振器間の結合が弱い状態、過補償の状態は、矩形導波管共振器間の結合が強い状態といえる。 したがって、引用文献１には、上記引用発明とともに、「群遅延時間の補償量が所望の補償量となるように、矩形導波管共振器間の結合の強さを調整すること。」（以下「引用文献１記載事項」という。）が記載されていると認められる。 ２　引用文献２の記載事項 原査定の拒絶理由で引用された特開昭５５－１３４５０２号公報（引用文献２）には、それぞれ以下の事項が記載されている。（下線は当審で付与した。） （１）　引用文献２の記載事項 ア　「本発明は、複数の共振器を接続したフィルタの段間結合度又は入出力結合度の連続変化を可能とし調整を容易にしたマイクロ波フィルタに関するものである。」（１頁左下欄１１－１４行） イ　「本発明の構成は、１個又は複数個接続した共振器からなるマイクロ波フィルタにおいて、磁界結合させる入出力結合部又は段間結合部の両方又はいずれか一方に回転結合ループを配置したことを特徴とするマイクロ波フィルタである。以下本発明について実施例とともに図面を参照して詳細に説明する。 第４図は本発明の第１の実施例を説明するための正面の塞板を取り除いて示した正面図である。第４図において、１は第１の半同軸共振器の内部導体、２は第２の半同軸共振器の内部導体、３は第１，第２の半同軸共振器の外部導体、４は第１の半同軸共振器の周波数調整ポスト、５は第２の半同軸共振器の周波数調整ポスト、６は入出力結合ループ、７は入出力伝送路、１２は段間結合部に配置した回転結合ループである。 次にこれの動作を説明する。入出力伝送線路７は入出力結合ループ６を介して第１，第２の半同軸共振器に結合される。第１，第２の半同軸共振器の周波数同調を第１の共振周波数調整ポスト４及び第２の共振周波数調整ポスト５で行う。一方半同軸共振器は共振器の短絡面で磁界が最大となっておりその分布の模様は第５図（ａ），（ｂ）に示す磁界分布１３に示すようになっている。そこでこの短絡面近傍に設けた前記回転結合ループ１２を回転させるとこの回転結合ループ１２に鎖交する磁力線の数が変化しこの回転結合ループ１２に誘起される電流の大きさを変え回転結合ループ１２と共振器との相互誘導作用により第１，第２の半同軸共振器間の段間結合度が変化する。」（２頁右上欄１３行－右下欄２行） 上記記載からみて、引用文献２には、次の事項（以下「引用文献２記載事項」という。）が記載されていると認められる。 「複数の共振器を接続したフィルタの段間結合度を調整するために、段間結合部に回転結合ループを配置し、前記回転結合ループを回転させることで、この回転結合ループに鎖交する磁力線の数が変化しこの回転結合ループに誘起される電流の大きさを変え回転結合ループと共振器との相互誘導作用により第１，第２の共振器間の段間結合度を変化させること。」 ３　引用文献５の記載事項 原査定の拒絶の理由で周知文献として引用された「小西良弘　著、『マイクロ波回路の基礎とその応用』（総合電子出版社、１９９０年８月２０日発行）の第１６４－１６７頁」（引用文献５）には、矩形空洞共振器のＴＥ－１０１モードの電磁界について、以下の事項が記載されている。 「 」（１６５頁） 第５　当審の判断 １　対比 本願発明と引用発明を対比すると、以下のとおりとなる。 引用発明の「矩形導波管共振器（１２ｂ）」及び「矩形導波管共振器（１２ｆ）」は、それぞれ本願発明の「第１の空洞共振器」及び「第２の空洞共振器」に相当する。 そして、引用発明の矩形導波管共振器（１２ｂ）内の「第１の磁場方向と直交する面内に第１の領域を画成する第１の部分」及び矩形導波管共振器（１２ｆ）内の「第２の磁場方向と直交する面内に第２の領域を画成する第２の部分」は、磁場の方向を含めて、それぞれ本願発明の第１の空洞共振器内の「第１の磁場方向と実質的に直交する面内に第１の領域を画成する第１の部分」及び第２の空洞共振器内の「第２の磁場方向に実質的に直交する面内に第２の領域を画成する第２の部分」に相当し、引用発明の「Ｓ字状ループ素子（１６ａ）」と本願発明の「導体」は、これら「第１の部分」及び「第２の部分」を有する点で共通する。 ここで、本願発明の「その結果、前記第１の部分で生成された誘導電流が前記第２の部分の電流と実質的に同じ方向に流れる導体」について、「前記第２の部分の電流」が「前記第１の部分で生成された誘導電流」に起因して第２の部分に流れる電流であるか、第２の部分で生成された誘導電流であるかが明確でないが、本件明細書の段落【００１４】には、「誘導電流は、結合ループ２４５の上方部分を通って（矢印によって示されるように）下方に流れ、空洞共振器２１０から空洞共振器２１５の結合ループ２４５の下方部分内へと横切り、結合ループ２４５の下方部分を通って下方に流れることができる。したがって、電流は、結合ループ２４５の上方部分および下方部分において実質的に同じ方向に流れる。」と記載されていることから、前記記載は、導体において、第１の部分で生成された誘導電流が第２の部分でも同じ方向に流れることを意味するものと解される。したがって、引用発明の「前記第１の部分で生成された誘導電流の流れる方向が、前記第２の部分で流れる電流の方向と同じである」は、本願発明の「その結果、前記第１の部分で生成された誘導電流が前記第２の部分の電流と実質的に同じ方向に流れる」に相当する。 さらに、引用発明の「前記矩形導波管共振器（１２ｂ）及び前記矩形導波管共振器（１２ｆ）はＴＥモード共振器として動作する」ことと、本願発明の「前記第１の空洞共振器及び前記第２の空洞共振器は、ＴＥ－１０１モード共振器として動作する」ことは、「前記第１の空洞共振器及び前記第２の空洞共振器は、ＴＥモード共振器として動作する」点で共通する。 引用発明の「矩形導波管共振型帯域通過フィルタ」は、本願発明の「装置」に含まれる。 以上より、本願発明と引用発明とは、以下の点で一致し、また相違する。 （一致点） 「第１の空洞共振器内の第１の磁場方向と実質的に直交する面内に第１の領域を画成する第１の部分と、 第２の空洞共振器内の第２の磁場方向に実質的に直交する面内に第２の領域を画成する第２の部分と、 を有し、 その結果、前記第１の部分で生成された誘導電流が前記第２の部分の電流と実質的に同じ方向に流れる導体を備え、 前記第１の空洞共振器及び前記第２の空洞共振器は、ＴＥモード共振器として動作する、 装置。」 （相違点１） 一致点である「導体」の「第１の部分」が画成する「第１の領域」及び「第２の部分」が画成する「第２の領域」について、本願発明では、「導体が有する前記第１の領域および前記第２の領域が、前記第１の空洞共振器および前記第２の空洞共振器内の電磁場間の結合定数を決定し、」と特定されているのに対し、引用発明では、この点が特定されていない点。 （相違点２） 一致点である「導体」について、本願発明では「軸周りで回転自在に調整可能」であるのに対し、引用発明では「軸周りで回転自在に調整可能」ではない点。 （相違点３） 一致点である「前記第１の空洞共振器及び前記第２の空洞共振器は、ＴＥモード共振器として動作する」について、本願発明では動作するモードが「ＴＥ－１０１モード」であると特定されているのに対し、引用発明ではこの点が特定されていない点。 ２　判断 まず、相違点１、２についてまとめて検討する。 引用文献１には、さらに「群遅延時間の補償量が所望の補償量となるように、矩形導波管共振器間の結合の強さを調整すること。」（上記第４の１の「引用文献１記載事項」参照。）が記載されている。 一方、引用文献２には、「複数の共振器を接続したフィルタの段間結合度を調整するために、段間結合部に回転結合ループを配置し、前記回転結合ループを回転させることで、この回転結合ループに鎖交する磁力線の数が変化しこの回転結合ループに誘起される電流の大きさを変え回転結合ループと共振器との相互誘導作用により第１，第２の共振器間の段間結合度を変化させること。」（上記第４の２の「引用文献２記載事項」参照。）が記載されている。 そうすると、引用発明において、群遅延時間の補償量が所望の補償量となるように、Ｓ字状ループ素子による矩形導波管共振器間の結合の強さを調整するように構成すること、及び、その具体的な構成として、引用文献２に記載された回転結合ループの構成を採用し、Ｓ字状ループを回転調整できるようにすることは、当業者が容易に想到し得るものである。この場合、引用発明において、前記第１の領域及び第２の領域が、矩形導波管共振器（１２ｂ）及び矩形導波管共振器（１２ｆ）間の結合の強さ、すなわち、両矩形導波管共振器内の電磁場間の結合の強さ（結合定数）を決定することは明らかである。 次に、相違点３について検討する。 引用発明では、矩形導波管共振器がＴＥモードのうちのどのモードで動作するか特定されていないが、上記第４の１で検討した、引用文献１に記載された引用発明に対応する実施の形態３における電界及び磁場の方向と、引用文献５に記載されたＴＥ－１０１モード共振器の電界及び磁場の方向とに矛盾はなく、ＴＥ－１０１モード共振器自体も周知技術であるから、引用発明の矩形導波管共振器（１２ｂ、１２ｆ）がＴＥ－１０１モード共振器として動作するように構成することは、当業者が適宜になし得たことである。 ここで、審判請求人は、審判請求の理由において、第一の理由及び第二の理由を主張している。 第一の理由について検討すると、上記第４の１で検討したとおり、引用文献１に記載された引用発明に対応する実施の形態３における電界及び磁場の方向と、ＴＥ－１０１モード共振器の電界及び磁場の方向とに矛盾はないから、引用文献１の記載からＴＥ－１０１モードを特定するまではできないとしても、ＴＥ－１０１モードを排除するものではなく、当該理由は採用できない。 第二の理由について検討すると、通常、電流は磁界の向きに対して垂直方向に流れるから、図１５に記載された矩形導波管共振器の隔壁において上下方向に電流が流れるものといえ、空隙を介して電流が流れないのは当然といえる。そのため、請求人が主張する「磁界の値は左の共振器１０ｄから右の共振器１０ｃに向かって当該空隙を介して穏やかに変化するはず」ということは、前記図１５の記載に基づかないものであり、採用できない。 第６　むすび 以上のとおり、本願発明は、引用発明と、引用文献１記載事項及び引用文献２記載事項に基づいて、周知技術を勘案することで当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法２９条２項の規定により特許を受けることができない。 したがって、他の請求項に係る発明について検討するまでもなく、本願は拒絶すべきものである。 よって、結論のとおり審決する。