2024-020195

特願２０２０－１４９７７７「モータ駆動装置、及びモータ駆動方法」拒絶査定不服審判事件〔令和 ４年 ３月１７日出願公開、特開２０２２－ ４４２４４、請求項の数（１０）〕について、次のとおり審決する。

結 論 原査定を取り消す。 本願の発明は、特許すべきものとする。

理 由 第１．手続きの経緯 本願は、令和２年９月７日の出願であって、その手続きの経緯は、概略、以下のとおりである。 令和６年 ６月２６日付け ：拒絶理由通知 令和６年 ７月１９日 ：意見書の提出 令和６年１０月３０日付け ：拒絶査定 令和６年１２月１７日 ：審判請求書の提出 第２．原査定の概要 原査定（令和６年１０月３０日付け拒絶査定）の概要は次のとおりである。 （進歩性）この出願の請求項１ないし１０に係る発明は、引用文献１に記載された発明、及び、引用文献２、３に記載された事項に基いて、その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。 １．特開平４－３６５７７０号公報 ２．特開２０１６－１０１９３号公報 ３．特開２０１３－１１０６８０号公報 第３．本願発明 本願請求項１ないし１０に係る発明（以下、「本願発明１」ないし「本願発明１０」という。）は、以下のとおり、特許請求の範囲の請求項１ないし１０に記載された事項により特定される発明である。 「【請求項１】 モータを駆動するための駆動電流を出力するスイッチング回路と、 前記駆動電流を平滑化するインダクタと、 前記インダクタと前記モータとの間で前記駆動電流を検出する電流検出部と、 前記電流検出部により検出された前記駆動電流と外部から入力される電流指令値との差分に基づいて前記スイッチング回路をＰＷＭ制御する制御装置と、を備え、 前記制御装置は、前記スイッチング回路を最大デューティで制御した場合に前記駆動電流が所定の定格電流から前記インダクタの飽和電流へ達するまでの時間を制限時間として設定し、前記最大デューティの継続時間が前記制限時間に達する前に前記ＰＷＭ制御を停止する、モータ駆動装置。 【請求項２】 前記制限時間は、前記インダクタと前記モータとの合計インダクタンス値をＬ、前記定格電流のリプル電流の下限値と前記飽和電流との差分電流値をＩｍ、前記スイッチング回路に入力される入力電圧をＶｉｎとした場合に、Ｔｍ＝Ｌ×Ｉｍ／Ｖｉｎとして算出される、請求項１に記載のモータ駆動装置。 【請求項３】 前記制御装置は、前記ＰＷＭ制御の実行中において前記スイッチング回路に入力される前記入力電圧を監視し、前記入力電圧に応じて前記制限時間を更新する、請求項２に記載のモータ駆動装置。 【請求項４】 前記制限時間は、前記定格電流のリプル電流の下限値と前記飽和電流との差分電流値をＩｍ、前記電流検出部により検出された前記駆動電流のリプル電流の傾きをΔＩＬとした場合に、Ｔｍ＝Ｉｍ／ΔＩＬとして算出される、請求項１に記載のモータ駆動装置。 【請求項５】 前記制御装置は、前記制限時間に基づいて前記ＰＷＭ制御を停止した後、前記駆動電流が前記定格電流まで低下したことを条件として、前記ＰＷＭ制御を再開する、請求項１乃至４のいずれかに記載のモータ駆動装置。 【請求項６】 スイッチング回路の出力電流をインダクタで平滑化した駆動電流でモータを駆動するモータ駆動方法であって、 前記インダクタと前記モータとの間で検出した前記駆動電流と、外部から入力される電流指令値との差分に基づいて前記スイッチング回路をＰＷＭ制御し、 前記スイッチング回路を最大デューティで制御した場合に前記駆動電流が所定の定格電流から前記インダクタの飽和電流へ達するまでの時間を制限時間として設定し、前記最大デューティの継続時間が前記制限時間に達する前に前記ＰＷＭ制御を停止する、モータ駆動方法。 【請求項７】 前記制限時間は、前記インダクタと前記モータとの合計インダクタンス値をＬ、前記定格電流のリプル電流の下限値と前記飽和電流との差分電流値をＩｍ、前記スイッチング回路に入力される入力電圧をＶｉｎとした場合に、Ｔｍ＝Ｌ×Ｉｍ／Ｖｉｎとして算出される、請求項６に記載のモータ駆動方法。 【請求項８】 前記ＰＷＭ制御の実行中において前記スイッチング回路に入力される前記入力電圧を監視し、前記入力電圧に応じて前記制限時間を更新する、請求項７に記載のモータ駆動方法。 【請求項９】 前記制限時間は、前記定格電流のリプル電流の下限値と前記飽和電流との差分電流値をＩｍ、検出した前記駆動電流のリプル電流の傾きをΔＩＬとした場合に、Ｔｍ＝Ｉｍ／ΔＩＬとして算出される、請求項６に記載のモータ駆動方法。 【請求項１０】 前記制限時間に基づいて前記ＰＷＭ制御を停止した後、前記駆動電流が前記定格電流まで低下したことを条件として、前記ＰＷＭ制御を再開する、請求項６乃至９のいずれかに記載のモータ駆動方法。」 第４．当審の判断 １．引用文献 （１）引用文献１ ア．引用文献１の記載事項 引用文献１には、次の事項が記載されている。 「【００１１】主回路構成システムは、図１に示すように３相の商用電源１と、電源側の交流リアクトル２と電力変換部３ａ，３ｂと、電力変換部３ａ，３ｂの異常を検出する異常検出部４と、電動機側の交流リアクトル５と、電動機側の電流検出器６と、誘導電動機７と、誘導電動機７の速度と回転角を検出するレゾルバ８と、メインシーブ９と、メインシロープ１０と、そらせシーブ１１と、エレベータかご１２と、エレベータかご下に設けられた荷重検出器１３と、つり合い鍾１４と、インバータ制御部１５とから構成されている。 …中略… 【００１３】そして、インバータ制御部１５は、エレベータの速度基準を発生する速度基準発生回路２７と、速度基準発生回路２７からの速度指令信号をレゾルバ８からの速度信号との偏差に基づいて比較演算し、第１の電流指令信号を出力する速度制御演算回路２８と、速度制御演算回路２８からの第１の電流指令信号に荷重検出器１３からの荷重信号を加算演算し、第２の電流指令信号を出力する荷重信号加算回路２９と、荷重信号加算回路２９からの第２の電流指令信号をレゾルバ８からの回転子位置信号に基づいてベルトル制御し、第３の電流指令信号を出力するベクトル制動回路３０と、ベクトル制御回路３０からの第３の電流指令信号と電流検出器６からの電流信号との偏差に基づいて比較演算し、第４の電流指令信号を出力する電流制御演算回路３１と、電流制御演算回路３１からの第４の電流指令信号に基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う正弦波ＰＷＭ制御回路３２とから構成されている。図２は、コンバータ制御部２４ａの構成を示すブロック図である。 …中略… 【００１７】３相の商用電源１より電源が交流リアクトル２を介して電力変換部３ａ，３ｂに入力されると、主回路コンタクタ１７ａ，１７ｂがまず投入されて平滑コンデンサ２１ａ，２１ｂが充電される。平滑コンデンサ２１ａ，２１ｂが充電完了すると主回路コンタクタ１８ａ，１８ｂが投入され、コンバータ部２０ａ，２０ｂはコンバータ制御部２４ａ，２４ｂにより昇圧制御される。次に主回路コンタクタ２５ａ，２５ｂが投入され、インバータ部２３ａ，２３ｂがインバータ制御部１５によりＰＷＭ制御される。インバータ制御部１５の制御信号に基づいてインバータ部２３ａ，２３ｂが誘導電導機７を速度制御する。ここで、誘導電導機７は、インバータ部２３ａとインバータ部２３ｂより交流リアクトル５を介して、電力を供給される。つまり、誘導電動機７を駆動するための電力は、それぞれインバータ部２３ａ，２３ｂより半分づつ供給される。 【００１８】インバータ制御部２４ａの動作について説明すると、まず電圧基準発生回路３４ａより電圧指令信号を電圧制御演算回路３５ａへの出力する。電圧制御演算回路３５ａは、電圧指令信号を入力すると、電圧検出器２２ａからの電圧信号とを偏差に基づいて比較演算し、電流指令信号を電流制御演算回路３６ａへ出力する。 電流制御演算回路３６ａは、電流指令信号を入力すると、電流検出器１９ａより得られかつ異常電流検出器によりチェックされた電流信号とを偏差に基づいて比較演算し、第２の電流指令信号を正弦波ＰＷＭ制御回路３７ａへ出力する。正弦波ＰＷＭ制御回路３７ａは第２の電流指令信号に基づいてＰＷＭ制御を行い、制御信号をコンバータ部２０ａへ出力する。 【００１９】ここでは、コンバータ制御部２４ａの動作について説明したが、コンバータ制御部２４ｂの動作は、コンバータ制御部２４ａと異なるところがないので説明を省略する。次にインバータ制御部１５の動作について説明する。 【００２０】まず、速度基準発生回路２７より速度指令信号を速度制御演算回路２８へ出力する。速度制御演算回路２８は、速度指令信号を入力すると、レゾルバ８からの速度信号とを偏差に基づいて比較演算し、電流指令信号を荷重信号加算回路２９へ出力する。荷重検出器１３からの荷重信号を電流指令信号に加算し、第２の電流指令信号をベクトル制御回路３０へ出力する。ベクトル制御回路３０は、第２の電流指令信号を入力すると、レゾルバ８からの回転子位置信号に基づいてベクトル制御し、第３の電流指令信号を電流制御演算回路３１へ出力する。電流制御演算回路３１は、第３の電流指令信号を入力すると、電流検出器６からの電流信号とを偏差に基づいて比較演算し、第４の電流指令信号を正弦波ＰＷＭ制御回路３２へ出力する。正弦波ＰＷＭ制御回路３２は、入力した第４の電流指令信号に基づいてＰＷＭ制御を行い、制御信号をインバータ部２３ａ，２３ｂへ出力する。以上述べた動作は、エレベータが正常な運転をした場合である。次に、電力変換部３ｂに異常が発生し、エレベータが非常運転モードでの運転に切換えるときの動作について説明する。 …中略… 【００２６】このように、電力変換部３ａ，３ｂを並列に設けることによって、各電力変換部３ａ，３ｂに流れる電流及び電力が半分となるため、大電力を要するエレベータの運転制御を可る場合には、素子への負担を転減できる。又、どちらか一方の電力変換部が故障した場合にま、正常な電力変換部のみを駆動させて非常運転を行うことができるので、非常時における乗客の救出運転が可能となり信頼性が向上する。」 「 ［図：0001424506000001.jpg］ 」 イ．引用発明 上記アによると、引用文献１には、次の発明（以下、「引用発明１」という。）が記載されていると認められる。 「誘導電動機７を駆動するための電力を出力するインバータ部２３を有する電力変換部３と（段落００１１、００１７、図１）、 交流リアクトル５と、交流リアクトル５と誘導電動機７との間に設けられた電流検出器６と（段落００１７、図１）、 レゾルバ８からの速度信号及び速度基準発生回路２７からの速度指令信号に基づいて算出された第３の電流指令信号と、電流検出器６からの電流信号とを比較演算して第４の電流指令信号を出力する電流制御演算回路３１と（段落００１３、００２０、図１）、 第４の電流指令信号に基づいて、電力変換部３のインバータ部２３をＰＷＭ制御する正弦波ＰＷＭ制御回路３２と（段落００１３、００２０、図１）、 を備えた主回路構成システム。」 （２）引用文献２ ア．引用文献２の記載事項 引用文献２には、次の事項が記載されている。 「【００１９】 まず、昇降圧チョッパ回路２の構成について説明する。昇降圧チョッパ回路２は、２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）６，７と、２つのダイオード８，９と、コイル１０と、制御回路１１とを含む。 【００２０】 ＭＯＳＦＥＴは、スイッチング素子の一種であり、等価的には、ＭＯＳＦＥＴ６，７の各々は、スイッチング素子本体部と、スイッチング素子本体部のドレイン－ソースに対して逆並列に接続された内蔵ダイオードとを含む。 【００２１】 ＭＯＳＦＥＴ６とダイオード８とは、昇降圧チョッパ回路２の入力ノードＮ１，Ｎ３の間に直列接続される。また、ダイオード９とＭＯＳＦＥＴ７とは、昇降圧チョッパ回路２の出力ノードＮ２，Ｎ４の間に直列接続される。ＭＯＳＦＥＴ６とダイオード８の接続ノードとダイオード９とＭＯＳＦＥＴ７の接続ノードとの間にコイル１０が接続される。なお、入力ノードＮ３と出力ノードＮ４とは、昇降圧チョッパ回路２の内部で電気的に接続されている。 【００２２】 ＭＯＳＦＥＴ６のドレインは直流電圧源１の正極と接続され、ダイオード８のアノードは直流電圧源１の負極に接続されている。一方、ダイオード９のカソードは、昇降圧チョッパの後段に接続される平滑コンデンサ５の正極側に接続され、ＭＯＳＦＥＴ７のソースは、平滑コンデンサ５の負極に接続されるとともに、ダイオード８のアノード、つまり直流電圧源１の負極に接続される。 【００２３】 また、昇降圧チョッパ回路２は、ＭＯＳＦＥＴ６，７のオン・オフ制御を行う制御回路１１をさらに含む。制御回路１１は、ＭＯＳＦＥＴ６，７のゲート端子に制御信号としてのオン・オフ信号を与え、ＭＯＳＦＥＴ６，７を制御している。 【００２４】 なお、図１等の構成では、励磁エネルギー蓄積要素として、コイル１０を用いているが、その他の励磁エネルギー蓄積要素、例えばスイッチングトランスの１次側などを用いて昇降圧チョッパ回路２を構成することも可能である。 …中略… 【００５４】 鉄道車両用電源回路を「降圧モード」あるいは「昇圧モード」によって起動させる際、昇降圧チョッパ回路２のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ６及び７のオンデューティ（オン時間）によっては、コイル１０が磁気飽和を起こし、過大電流が流れる可能性がある。そこで実施の形態２では、コイル１０の電流を検出する電流検出手段１４を備え、予め設定した電流値（＝過電流設定値）に達すると、ＭＯＳＦＥＴ６及び７のスイッチングを停止することで、コイル１０の磁気飽和を抑制することが可能である。また、コイル電流のピーク値を低減できるため、平滑コンデンサへの突入電流ピーク値も抑制される。」 イ．引用文献２に記載された技術 上記アによると、引用文献２には、次の技術が記載されていると認められる。 「２つのスイッチング素子と、２つのダイオードと、コイルと、制御回路とを含む昇降圧チョッパ回路において、スイッチング素子のオンデューティによっては、コイルが磁気飽和を起こし、過大電流が流れる可能性があるため、コイルの電流を検出する電流検出手段を備え、予め設定した電流値に達すると、スイッチング素子のスイッチングを停止すること。」 （３）引用文献３ ア．引用文献３の記載事項 引用文献３には、次の事項が記載されている。 「【発明が解決しようとする課題】 【０００７】 しかしながら、分布増幅器では、複数のスイッチング素子が出力する電力を合成するための分布定数線路において、出力端とは反対側に伝播する電力を抵抗で消費させて終端しなければならず、終端抵抗での損失が大きいという問題がある。また、増幅されたＰＷＭ信号から変調信号としての包絡線信号を取り出すのにローパスフィルタが必要であり、このフィルタの挿入損失も無視できないものとなる。 【０００８】 本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、複数のスイッチング素子にて増幅したＰＷＭ信号を低損失で合成し、変調信号を復調することが可能なスイッチング回路、及び該スイッチング回路を備える包絡線信号増幅器を提供することにある。 【０００９】 本発明に係るスイッチング回路は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のスイッチング素子のスイッチングを制御するための各制御端子をＮ-１個の第１インダクタンス素子を介して縦続接続する接続回路と、一端が直流電源に電気的に接続される第２インダクタンス素子の他端及び前記スイッチング素子の各一端の間に各別に接続された第３インダクタンス素子とを備えるスイッチング回路であって、前記接続回路の入力端子に入力されるＰＷＭ信号にて、前記Ｎ個のスイッチング素子を順次スイッチングさせるようにしてあり、前記第２インダクタンス素子の一端側又は他端側に縦続接続されるように挿入された補助スイッチング素子を更に備えることを特徴とする。 …中略… 【００１４】 ところで、例えば、携帯電話の変調信号の周波数は変動するものである。携帯電話の変調信号の周波数が低い場合、すなわち、この変調信号を包絡線検波した包絡線信号の周波数が低い場合、この包絡線信号をパルス幅変調したＰＷＭ信号においてデューティーが一定となる状態が長時間継続することとなる。このように、ＰＷＭ信号におけるデューティーが一定となる状態が長時間継続すると、スイッチング回路では、第２インダクタンス素子が磁気飽和してしまい、出力電圧が電源電圧に漸近してしまうこととなる。 【００１５】 そこで、このスイッチング回路によれば、第２インダクタンス素子が磁束飽和する前に補助スイッチングをオフ状態とすることにより、第２インダクタンス素子に流れる電流を制限し、第２インダクタンス素子の磁束飽和を抑制することができる。その結果、例えば、携帯電話の変調信号の周波数が低下し、ＰＷＭ信号におけるデューティーが一定となる状態が長時間継続しても、出力電圧が電源電圧に漸近することを抑制することができる。 【0016】 本発明に係るスイッチング回路では、前記補助スイッチング素子は、前記第２インダクタンス素子が磁気飽和する時定数の逆数よりも高い周波数で駆動されてもよい。 …中略… 【００７２】 ここで、図６に、携帯電話の変調信号の周波数が更に低下した場合の包絡線信号の波形（Ｃ）、及び、スイッチング回路３３の出力端子３３２における出力電圧の波形（Ｆ）を示す。図６Ｃに示すように、携帯電話の変調信号の周波数、すなわち、包絡線信号の周波数が更に低下し、ＰＷＭ信号におけるデューティーが一定となる状態が長時間継続すると、コイルＬ２が磁気飽和してしまう。すると、図６Ｆに示すように、スイッチング回路３３の出力端子３３２における出力電圧が電源電圧Ｖｄｄに漸近してしまうこととなる。なお、図６Ｆでは、コイルＬ２が磁気飽和するまでの時間を時定数τで示している。 【００７３】 そこで、本実施形態のスイッチング回路３３では、コイルＬ２に縦続接続するトランジスタＭ０を備え、コイルＬ２が磁束飽和する前にトランジスタＭ０をオフ状態とする。図７は、包絡線信号の波形（Ｃ）、スイッチング回路３３の出力端子３３２における出力電圧の波形（Ｆ）、及び、トランジスタＭ０の駆動信号の波形（Ｈ）を示す。図７Ｈに示すように、例えばコイルＬ２が磁気飽和する時定数τの逆数よりも高い周波数でトランジスタＭ０を駆動することにより、すなわち、コイルＬ２が磁束飽和する前にトランジスタＭ０をオフ状態とすることにより、コイルＬ２に流れる電流を制限し、コイルＬ２の磁束飽和を抑制することができる。その結果、携帯電話の変調信号の周波数が低下し、ＰＷＭ信号におけるデューティーが一定となる状態が長時間継続しても、スイッチング回路３３の出力端子３３２における出力電圧が電源電圧Ｖｄｄに漸近することを抑制することができる。」 イ．引用文献３に記載された技術 上記アによると、引用文献３には、次の技術が記載されていると認められる。 「包絡線信号増幅器に用いられるスイッチング回路であって、 Ｎ個のスイッチング素子のスイッチングを制御するための各制御端子をＮ-１個の第１インダクタンス素子を介して縦続接続する接続回路と、一端が直流電源に電気的に接続される第２インダクタンス素子の他端及び前記スイッチング素子の各一端の間に各別に接続された第３インダクタンス素子とを備えるスイッチング回路であって、前記接続回路の入力端子に入力されるＰＷＭ信号にて、前記Ｎ個のスイッチング素子を順次スイッチングさせるようにしてあり、前記第２インダクタンス素子の一端側又は他端側に縦続接続されるように挿入された補助スイッチング素子を更に備えたスイッチング回路において、 前記補助スイッチング素子を、前記第２インダクタンス素子が磁気飽和する時定数の逆数よりも高い周波数で駆動することによって、第２インダクタンス素子の磁束飽和を抑制すること。」 ２．本願発明１について （１）対比 ア．引用発明１の「誘導電動機７」は、本願発明１の「モータ」に相当する。また、引用発明１の「インバータ部２３」は、誘導電動機７を駆動するための駆動電流を出力するスイッチング回路であるから、本願発明１の「モータを駆動するための駆動電流を出力するスイッチング回路」に相当する。 イ．交流リアクトルは、電流を平滑化するためのものであることが、本願出願時の技術常識であるところ、引用発明１の「交流リアクトル５」は、本願発明１の「前記駆動電流を平滑化するインダクタ」に相当する。 ウ．引用発明１の「交流リアクトル５と、交流リアクトル５と誘導電動機７との間に設けられた電流検出器６」は、本願発明１の「前記インダクタと前記モータとの間で前記駆動電流を検出する電流検出部」に相当する。 エ．引用発明１の「第４の電流指令信号」は、「電流検出器６からの電流信号」と第３の電流指令信号との比較に基づいて算出されるものであって、「比較に基づいて算出する」ことは、「差分に基づいて算出する」ことであるといえるから、「電流検出器６からの電流信号」と所定の電流指令値との差分に基づいて算出されるものと解するのが相当である。 オ．上記エを踏まえると、引用発明１の「第４の電流指令信号に基づいて、電力変換部３のインバータ部２３をＰＷＭ制御する正弦波ＰＷＭ制御回路３２」と、本願発明１の「前記電流検出部により検出された前記駆動電流と外部から入力される電流指令値との差分に基づいて前記スイッチング回路をＰＷＭ制御する制御装置」とは、「前記電流検出部により検出された前記駆動電流と所定の電流指令値との差分に基づいて前記スイッチング回路をＰＷＭ制御する制御装置」の点で共通する。 カ．引用発明１の「主回路構成システム」は、誘導電動機７を駆動するための駆動装置といえるから、本願発明１の「モータ駆動装置」に相当する。 キ．以上のとおりであるから、本願発明１と引用発明１とは、以下の点で一致し、また、相違する。 【一致点】 「モータを駆動するための駆動電流を出力するスイッチング回路と、 前記駆動電流を平滑化するインダクタと、 前記インダクタと前記モータとの間で前記駆動電流を検出する電流検出部と、 前記電流検出部により検出された前記駆動電流と所定の電流指令値との差分に基づいて前記スイッチング回路をＰＷＭ制御する制御装置と、を備える、 モータ駆動装置。」 【相違点】 ・相違点１ 本願発明１の「電流指令値」は、「外部から入力される」のに対して、引用発明１の「電流指令値」は、「レゾルバ８からの速度信号及び速度基準発生回路２７からの速度指令信号に基づいて算出」されたものである点。 ・相違点２ 本願発明１は、「前記制御装置は、前記スイッチング回路を最大デューティで制御した場合に前記駆動電流が所定の定格電流から前記インダクタの飽和電流へ達するまでの時間を制限時間として設定し、前記最大デューティの継続時間が前記制限時間に達する前に前記ＰＷＭ制御を停止する」ものであるのに対して、引用発明１では、当該事項が特定されていない点。 （２）判断 事案に鑑みて、まず相違点２について検討する。 引用文献２に記載された技術は、コイル、すなわちインダクタが磁気飽和を起こし、過大電流が流れることを防ぐために、「コイル（インダクタ）の電流を検出する電流検出手段を備え、予め設定した電流値に達すると、スイッチング素子のスイッチングを停止すること」との構成によって解決するものであるところ、引用文献２には、本願発明１の相違点２に係る構成について、記載ないし示唆されているとはいえない。 また、引用文献３に記載された技術は、携帯電話基地局などに用いられる包絡線信号増幅器に係るものであり、モータを駆動するための「モータ駆動装置」とは異なる技術分野に属するものであって、「モータを駆動するための駆動電流を出力するスイッチング回路」を「最大デューティで制御」するものではないから、引用文献３には、本願発明１の相違点２に係る構成について、記載ないし示唆されているとはいえない。 よって、本願発明１の相違点２に係る構成は、引用文献２及び３に記載されているとはいえず、また、周知技術であるともいえない。 さらに加えると、本願明細書の段落０００２ないし０００４の記載によると、本願発明１の解決しようとする課題は、「出力インダクタの飽和に伴う過電流を事前に防止すること」であって、当該課題を解決する手段として、本願発明１の相違点２に係る構成を備えるものであると認められるところ、出力インダクタの飽和に伴う過電流が発生するか否かは、インダクタやモータの種類、電力制御の手法に依存することが本願出願時の技術常識であることからすると、引用発明１において「出力インダクタの飽和に伴う過電流を事前に防止すること」との課題が、技術常識的に存在するものとはいえない。そうすると、仮に本願発明１の相違点２に係る構成が公知技術であったとしても、引用発明１に、当該公知技術を採用すべき動機付けがあるとはいえない。 したがって、本願発明１の相違点２に係る構成は、引用発明１及び引用文献２、３に記載された技術に基づいて、当業者が容易に想到することができたものとはいえない。 以上のとおりであるから、相違点１を検討するまでもなく、本願発明１は、引用発明１及び引用文献２、３に記載された技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。 ３．本願発明２ないし５について 本願発明２ないし５は、本願発明１と同一の構成を備えるものであるから、本願発明１と同様の理由により、引用発明１及び引用文献２、３に記載された技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。 ４．本願発明６ないし１０について 本願発明６ないし１０は、本願発明１ないし５のモータ駆動装置を方法として記載したものであるところ、上記１ないし３のとおり、本願発明１ないし５は、引用発明１及び引用文献２、３に記載された技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではないから、同様の理由により、本願発明６ないし１０は、引用発明１及び引用文献２、３に記載された技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。 第５．まとめ 以上のとおり、原査定の理由によっては、本願を拒絶することはできない。 また、他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。 よって、結論のとおり審決する。