2021-002368

第１ 手続の経緯

本願は，２０１６年１０月２８日を国際出願日とする出願であって，令和２年３月３１日付けで拒絶理由が通知され，これに対して令和２年６月４日に意見書が提出されるとともに手続補正がなされたが，令和２年１１月１８日付けで拒絶査定がなされた（以下，「原査定」という。）。これに対して，令和３年２月２４日に審判請求がなされたものである。

第２ 本願発明

本願の請求項１ないし６に係る発明は，平成２年６月４日付けの手続補正により補正された特許請求の範囲の請求項１ないし６に記載された事項により特定されたものであるところ，請求項１に係る発明（以下「本願発明」という。）は次のとおりである。

「【請求項１】

第１の電源配線と第１の接地配線との間に接続される直流電源と、

前記第１の電源配線および前記第１の接地配線の間の第１の電源電圧を交流電圧に変換するように構成された電力変換器と、

前記第１の電源電圧よりも低い第２の電源電圧を供給するための第２の電源配線と第２の接地配線との間に接続され、前記電力変換器を制御するように構成された制御装置と、

前記第１の接地配線と前記第２の接地配線とを互いに分離するように構成された分離部とを備え、

前記第１の接地配線と前記第２の接地配線とは単一のノードにおいて電気的に接続され、

前記単一のノードは、前記第１の接地配線上に設けられる、電力変換装置。」

第３ 原査定の拒絶の理由

原査定の拒絶の理由は，この出願の請求項１ないし６に係る発明は，本願の国際出願日前に日本国内又は外国において，頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった下記の引用文献１ないし４に記載された事項に基づいて，その国際出願日前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから，特許法２９条２項の規定により特許を受けることができない，というものである。

１．特開平１１－２７５７６１号公報

２．特開２００４－３０４９２６号公報

３．特開２００８－０４２１２６号公報

４．特開２０１５－０４９１０４号公報

第４ 引用文献の記載及び引用発明

１ 引用文献１の記載

（１）本願の国際出願日前に頒布され，原査定の理由において引用された，特開平１１－２７５７６１号公報（以下，「引用文献１」という。）には，図面とともに以下の事項が記載されている。（下線は，当審において付加した。以下，同じ。）

Ａ 「【０００２】

【従来の技術】産業用インバータ装置やサイリスタ装置等から発生する高調波が、変圧器、コンデンサ等の電力用機器や位相制御機器等に種々の影響を与え、これらの機器に種々の障害を及ぼし得ることが知られている。そのため上記サイリスタ装置等を負荷として電力を供給する交流電力系統においては、電圧形インバータを用いて高調波電流を補償するアクティブフィルタ装置が従来用いられている（例えば特開昭６０－２１３２２６号公報）。

【０００３】図３は、従来のアクティブフィルタ装置を示す構成図である。このアクティブフィルタ装置は、スイッチング素子１５、１６を備えたインバータ部２０とコンデンサ１７とから成る主回路と、負荷電流波形に含まれる高調波成分を出力する高調波検出部２５と、上記インバータ部２０を制御するＰＷＭ変調器１３、１４とを備えて構成され、上記インバータ部２０の出力側は、リアクトル１９を介して電力系統ライン１に接続されている。また、この電力系統ライン１には負荷電流検出器（以下「ＣＴ」という。）２が設けられ、その出力が上記高調波検出部２５に入力される。一方、電流検出器１８によってインバータ部２０の出力電流、即ち高調波補償電流ＩCが検出され、検出された高調波補償電流ＩCは減算器１２に入力されるようになっている。

【０００４】また、スイッチング素子１５、１６の両端に、高調波を補償するための電源としてコンデンサ１７が接続されている。高調波検出部２５は、負荷電流から基本波成分を抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３及び負荷電流から基本波成分を減算して高調波成分を出力する減算器４で構成される。制御部１１は、コンデンサ１７の電圧変動に応じて充放電指令信号を減算器１０に出力する。減算器１０は、高調波検出部２５から出力される高調波成分信号から制御部１１から出力される充放電指令信号を減算して高調波制御信号ＩHを減算器１２に出力する。

【０００５】上記のようなアクティブフィルタ装置においては、電流検出器１８で検出された高調波補償電流ＩCの波形と高調波検出部２５から出力される高調波制御信号ＩHの波形とが等しくなるように、つまり減算器１２の出力がゼロとなるように、ＰＷＭ変調器１３、１４が動作する。そして高調波検出部２５は、ＣＴ２で検出した負荷電流波形に基づいてその高調波成分を出力するため、結局上記インバータ部２０からは、負荷電流波形に含まれる高調波成分と逆位相の電流が、高調波補償電流ＩCとしてリアクトル１９を介して電力系統ライン１に流れることになる。これによって電力系統ライン１の高調波成分が相殺され、電源電流波形が補償されて正弦波となる。

【０００６】制御部１１は、高調波補償電流ＩCを流す電源を確保するため、コンデンサ１７の両端電圧ＶCを一定とすべく充放電指令信号を減算器１０に供給する。即ち、絶縁増幅器２１から出力されるコンデンサ１７の両端電圧ＶCに対応した電圧と基準電圧発生器２２からの基準電圧Ｖrとの差に比例した信号を減算器２３から出力し、掛算器２４で、減算器２３からの出力信号と相電圧検出器（ＰＴ）５の出力電圧とを掛算する。掛算器２４は、コンデンサ１７の両端電圧ＶC が基準電圧Ｖrより大のときはＰＴ５の出力電圧位相を反転して出力し、ＶC＜Ｖrのときは同相で出力する。図３の回路では、コンデンサ１７の両端電圧ＶC が変動すると減算器２３の出力が現れ、掛算器２４から充放電指令信号が出力され、これに対応してＩH＝ＩCとなるようＰＷＭ変調器１３、１４が動作し、コンデンサ１７の両端電圧ＶCが定に保持される。」

Ｂ 「【図３】

［図：0001385722000001.jpg］

」

Ｃ 上記Ａの段落【０００２】には，「サイリスタ装置等を負荷として電力を供給する交流電力系統においては、電圧形インバータを用いて高調波電流を補償するアクティブフィルタ装置」が記載され，さらに，段落【０００３】には，「このアクティブフィルタ装置は、スイッチング素子１５、１６を備えたインバータ部２０とコンデンサ１７とから成る主回路と、負荷電流波形に含まれる高調波成分を出力する高調波検出部２５と、上記インバータ部２０を制御するＰＷＭ変調器１３、１４とを備えて構成され」ることが記載され，さらに，図３（上記Ｂ）から，“アクティブフィルタ装置は，制御部１１を備えている”ことが看取できる。

してみると，引用文献１には，“サイリスタ装置等を負荷として電力を供給する交流電力系統において，電圧形インバータを用いて高調波電流を補償する，スイッチング素子１５，１６を備えたインバータ部２０とコンデンサ１７とから成る主回路と，負荷電流波形に含まれる高調波成分を出力する高調波検出部２５と，上記インバータ部２０を制御するＰＷＭ変調器１３，１４と，制御部１１を備えて構成されるアクティブフィルタ装置”が記載されている。

Ｄ 上記Ａの段落【０００４】には，「スイッチング素子１５、１６の両端に、高調波を補償するための電源としてコンデンサ１７が接続されている」ことが記載されている。

Ｅ 上記Ａの段落【０００６】には，“制御部１１は，高調波補償電流ＩCを流す電源を確保するため，コンデンサ１７の両端電圧ＶCを一定とすべく充放電指令信号を減算器１０に供給するものであって，絶縁増幅器２１から出力されるコンデンサ１７の両端電圧ＶCに対応した電圧と基準電圧発生器２２からの基準電圧Ｖrとの差に比例した信号を減算器２３から出力し，掛算器２４で，減算器２３からの出力信号と相電圧検出器（ＰＴ）５の出力電圧とを掛算した充放電指令信号を出力”することが記載され，また，段落【０００４】には，「制御部１１は、コンデンサ１７の電圧変動に応じて充放電指令信号を減算器１０に出力する」ことが記載され，さらに，図３（上記Ｂ）から，“コンデンサ１７の両端に絶縁増幅器２１が接続され”ていることが看取できる。

してみると，引用文献１には，“制御部１１は，高調波補償電流ＩCを流す電源を確保するため，コンデンサ１７の両端電圧ＶCを一定とすべく充放電指令信号を減算器１０に供給するものであって，コンデンサ１７の両端に絶縁増幅器２１が接続され，絶縁増幅器２１から出力されるコンデンサ１７の両端電圧ＶCに対応した電圧と基準電圧発生器２２からの基準電圧Ｖrとの差に比例した信号を減算器２３から出力し，掛算器２４で，減算器２３からの出力信号と相電圧検出器（ＰＴ）５の出力電圧とを掛算した充放電指令信号を減算器１０に出力”することが記載されているといえる。

Ｆ 上記Ａの段落【０００４】には，「減算器１０は、高調波検出部２５から出力される高調波成分信号から制御部１１から出力される充放電指令信号を減算して高調波制御信号ＩHを減算器１２に出力する」ことが記載されている。

Ｇ 上記Ａの段落【０００３】には，“電流検出器１８によってインバータ部２０の出力電流，即ち高調波補償電流ＩCを検出し，検出した高調波補償電流ＩCを減算器１２に入力”することが記載され，さらに，上記Ａの段落【０００５】には，“電流検出器１８で検出された高調波補償電流ＩCの波形と高調波検出部２５から出力される高調波制御信号ＩHの波形とが等しくなるように，つまり減算器１２の出力がゼロとなるように，ＰＷＭ変調器１３，１４を動作させる”ことが記載されている。

（２）上記ＡないしＧの記載内容（特に，下線部を参照）からすると，引用文献１には，次の発明（以下，「引用発明」という。）が記載されている。

「サイリスタ装置等を負荷として電力を供給する交流電力系統において，電圧形インバータを用いて高調波電流を補償する，スイッチング素子１５，１６を備えたインバータ部２０とコンデンサ１７とから成る主回路と，負荷電流波形に含まれる高調波成分を出力する高調波検出部２５と，上記インバータ部２０を制御するＰＷＭ変調器１３，１４と，制御部１１を備えて構成されるアクティブフィルタ装置において，

スイッチング素子１５，１６の両端に，高調波を補償するための電源としてコンデンサ１７が接続されており，

制御部１１は，高調波補償電流ＩCを流す電源を確保するため，コンデンサ１７の両端電圧ＶC を一定とすべく充放電指令信号を減算器１０に供給するものであって，コンデンサ１７の両端に絶縁増幅器２１が接続され，絶縁増幅器２１から出力されるコンデンサ１７の両端電圧ＶCに対応した電圧と基準電圧発生器２２からの基準電圧Ｖrとの差に比例した信号を減算器２３から出力し，掛算器２４で，減算器２３からの出力信号と相電圧検出器（ＰＴ）５の出力電圧とを掛算した充放電指令信号を減算器１０に出力し，

減算器１０は，高調波検出部２５から出力される高調波成分信号から制御部１１から出力される充放電指令信号を減算して高調波制御信号ＩHを減算器１２に出力し，

電流検出器１８によってインバータ部２０の出力電流，即ち高調波補償電流ＩCを検出し，検出した高調波補償電流ＩCを減算器１２に入力し，電流検出器１８で検出された高調波補償電流ＩCの波形と高調波検出部２５から出力される高調波制御信号ＩHの波形とが等しくなるように，つまり減算器１２の出力がゼロとなるように，ＰＷＭ変調器１３，１４を動作させる，

アクティブフィルタ装置。」

２ 引用文献２

本願の国際出願日前に頒布され，原査定の理由において引用された，特開２００４－３０４９２６号公報（以下，「引用文献２」という。）には，図面とともに以下の事項が記載されている。

Ａ 「【００２２】ＩＰＭ（ＩＣ）１２は、インバータ回路１，シャント抵抗４ｕ，４ｖ，４ｗ，駆動回路１３及び高圧ドライバ回路１４を１枚の基板上に搭載することでハイブリッドＩＣとして構成されている。尚、洗濯機としての構成や制御回路６が行うベクトル制御については、特願２００２－２７６９１に記載されている内容と同様である。

【００２３】第１電源回路１５は、インバータ回路１に供給される約２８０Ｖの駆動用電源を降圧して１５Ｖの制御用電源ＶＤＤを生成し、制御回路６及び駆動回路１３に供給するようになっている。また、第２電源回路１６は、第１電源回路１５によって生成された１５Ｖ電源に基づいて５Ｖ電源を生成し、制御回路６に供給する三端子レギュレータである。【００２４】ここで、第１電源回路１５のグランドはＶＳＳ１であり、第２電源回路１６のグランドはＶＳＳ２として区別されている（夫々異なるシンボルで示す）。そして、これら２つのグランドＶＳＳ１，ＶＳＳ２は、シャント抵抗４ｕ～４ｗのグランド接続点に対して異なる配線パターンで接続されている。」

Ｂ 「【００２９】

図３は、ＩＰＭ１２内部の配線パターンの一部を示すものである。ＶＲＵ端子（３ピン），ＶＲＶ端子（２ピン），ＶＲＷ端子（１ピン）は、シャント抵抗４ｕ，４ｖ，４ｗの端子電圧検出（相電流検出）用の出力ピンであり、それらの各ピンと対応するグランドパターン２２ｕ，２２ｖ，２２ｗとの間にシャント抵抗４ｕ，４ｖ，４ｗが接続されている（夫々複数本の抵抗で構成されている）。

【００３０】

シャント抵抗４ｕ，４ｖ，４ｗのグランドパターン２２ｕ，２２ｖ，２２ｗは、接続点２３において１点で共通に接続されている。尚、図３に示す状態は厳密には１点ではないが、実際の配線パターンをレイアウトする上では実質的に１点とみなされる程度に近接した状態である。

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【００３１】

そして、接続点２３には、グランド端子（－）が接続されていると共に、ＶＳＳ２端子が配線パターン２４を介して直接接続されている。また、その配線パターン２４をジャンパ線２５で跨いでＶＲＷ端子の配線パターン２２ｗａ，２２ｗｂが接続されており、図３中左方へと延びている。更に、配線パターン２２ｗｂを例えばアルミワイヤよりなるジャンパ線２７で跨いで、ＶＳＳ１端子の配線パターン２８が接続されている。

【００３２】

即ち、シャント抵抗４には、電流値が大きい相電流が流れるため、グランド配線パターンのインピーダンスが高い場合には電位変動が発生する。そして、

ＶＳＳ２端子は電流検出を行う制御回路６のグランドに接続されるため、そのグランド電位が変動すると、正確な検出ができなくなるおそれがある。そこで、ＶＳＳ２端子は、接続点２３に対して配線パターン２４で直接接続することで、インピーダンスを極力低下させるようにしている。

・・・中略・・・

【００４０】また、第２電源回路１６を、モータ１１をベクトル制御するための演算処理を行なう制御回路６用の電源として、ＩＰＭ１２において、制御回路６用の電源グランドＶＳＳ２が接続されるグランド接続端子と接続点２３とが最も低インピーダンスで接続されるように、ジャンパ線を用いることなく配線パターン２４を形成した。即ち、一般に、制御回路６用の電源電圧は低いレベルに設定されるため、グランド電位が変動した場合に受ける影響は大きくなる。そこで、斯様に構成すれば、電源グランドＶＳＳ２に与える電位変動の影響を最低にすることができる。」

Ｃ「【００４２】

（第２実施例）

図６及び図７は本発明の第２実施例を示す図１及び図４相当図であり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例では、ＩＰＭ（ＩＣ）４０に電源グランドＶＳＳ１，ＶＳＳ２を夫々別個に接続するためのグランド端子は設けられておらず、電源グランドＶＳＳ１，ＶＳＳ２は、駆動電源入力用のグランド端子（－）に共通に接続されている。但し、このグランド端子（－）に対しては、ＩＰＭ４０の外部に形成される、夫々異なる配線パターン４１，４２によって１点で接続されるようになっている。その他の構成は第１実施例と同様である。

【００４３】

以上のように構成された第２実施例によれば、第１実施例の構成に比較して、ＩＰＭ４０内部において接続点２３－グランド端子（－）間の配線パターンが有しているインピーダンスに応じて電源グランドＶＳＳ１，ＶＳＳ２は電位変動の影響を僅かに受けるが、ＩＰＭ４０のピン数を削減してパッケージを小型化することができる。従って、コストをより削減することが可能となる。」

Ｄ「図２

［図：0001385722000002.jpg］

」

Ｅ「図３

［図：0001385722000003.jpg］

」

Ｆ「図６

［図：0001385722000004.jpg］

」

Ｇ 上記Ｂ及び図３（上記Ｅ）によれば，引用文献２には，“インバータ回路１のＩＰＭ（ＩＣ）１２のグランドパターン２２ｕ，２２ｖ，２２ｗは，接続点２３において１点で共通に接続されており，さらに，接続点２３には，制御回路６用の電源である第２電源回路１６用の電源グランドＶＳＳ２が配線パターン２４を介して直接接続されている”ことが記載されているといえる。

３ 引用文献３

本願の国際出願日前に頒布され，原査定の理由において引用された，特開２００８－０４２１２６号公報（以下，「引用文献３」という。）には，図面とともに以下の事項が記載されている。

Ａ 「【０００３】

この図１０に示すように、モータ３１などを制御する半導体素子（パワー素子）をＩＣまたはモジュールに含めて用いる場合においては、たとえば制御・ロジック系の低電圧電源３２で駆動する低電圧半導体回路からなる制御回路３３と、高電圧電源３４から供給される高電圧ＨＶの大電流を扱うパワースイッチング素子３５Ｈ、３５Ｌとをワンチップに一体化する技術または同じパッケージに実装する技術が難しく、工業的に広く用いられるＩＣおよびモジュールは数少ない。すなわち、現状のＳｉ半導体技術で形成されているパワーＩＣおよびモジュールは、低電圧素子と高電圧素子を電気的に素子分離する絶縁分離技術を駆使して、かなり複雑なプロセスによって形成される。」

Ｂ 「図１０

［図：0001385722000005.jpg］

」

Ｃ 上記Ａ及びＢによれば，引用文献３において，“制御回路３３の低電圧電源３２の接地を，モータ３１の制御するパワースイッチング素子３５Ｈ，３５Ｌの高電圧電源３４の接地線上のノードに接続している”ことが看取できる。

４ 引用文献４

本願の国際出願日前に頒布され，原査定の理由において引用された，特開２０１５－０４９１０４号公報（以下，「引用文献４」という。）には，図面とともに以下の事項が記載されている。

「【００１４】

第１インバータ１０及び第２インバータ２０と、高圧バッテリ６０との間には、直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ７が備えられている。平滑コンデンサ７は、第１回転電機１１及び第２回転電機２１の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧を安定化させる。平滑コンデンサ７と高圧バッテリ６０との間には、平滑コンデンサ７から回転電機（１１，２１）までの回路と、高圧バッテリ６０との電気的な接続を切り離すことが可能なコンタクタ９が備えられている。本実施形態において、このコンタクタ９は、車両の最も上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（electronic control unit）２００からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（ＳＭＲ：system main relay）と称される。

【００１５】

車両には、高圧バッテリ６０の他に、高圧バッテリ６０よりも低電圧の電源である低圧バッテリ６１（低圧直流電源）も搭載されている。低圧バッテリ６１の電源電圧（Ｂ）は、例えば１２～２４［Ｖ］である。低圧バッテリ６１は、オーディオシステムや灯火装置、室内照明、計器類のイルミネーション、パワーウィンドウなどの電装品や、これらを制御する制御装置に電力を供給する。尚、低圧バッテリ６１と高圧バッテリ６０とは、互いに絶縁されており、互いにフローティングの関係にある。

【００１６】

第１制御部１は、高圧バッテリ６０よりも低電圧の電源であり、高圧バッテリ６０とは絶縁された低圧バッテリ６１から供給される電力により動作する。そして、第１制御部１は、第１インバータ１０を介して第１回転電機１１を制御する。第１制御部１は、マイクロコンピュータなどの論理演算プロセッサを中核として構成されている。第１制御部１は、当該プロセッサや周辺ＩＣなどのハードウェアと、プログラムなどのソフトウェアとの協働によって実現される種々の機能部を有して構成されている。」

第５ 対比

本願発明と引用発明とを対比する。

１ 引用発明の「コンデンサ１７」は，「高調波を補償するための電源」であるから，本願発明の「直流電源」に相当する。

そして，通常，電源となるコンデンサは，電源配線と接地配線との間に接続されるものであるから，引用発明においても，本願発明の「第１の電源配線」及び「第１の接地配線」に相当する配線を有するものと認められ，引用発明の「コンデンサ１７」は，本願発明の「第１の電源配線と第１の接地配線との間に接続される直流電源」に相当する。

２ 引用発明の「スイッチング素子１５，１６を備えたインバータ部２０」は，「スイッチング素子１５，１６の両端に，高調波を補償するための電源としてコンデンサ１７が接続され」るものであって，「インバータ部２０」が，「コンデンサ１７」の電源電圧を交流電圧に変換していることは明らかであるから，引用発明の「スイッチング素子１５，１６を備えたインバータ部２０」は，本願発明の「前記第１の電源配線および前記第１の接地配線の間の第１の電源電圧を交流電圧に変換するように構成された電力変換器」に相当する。

３ 引用発明の「インバータ部２０」は，「ＰＷＭ変調器１３，１４」によって制御されるものであって，さらに，「ＰＷＭ変調器１３，１４」は，「制御部１１」からの「充放電指令信号」，「高調波検出部２５から出力される高調波成分信号」，「電流検出器１８で検出された高調波補償電流ＩC」を「減算器１０」及び「減算器１２」を介して入力し動作するものである。してみると，「制御部１１」は，「インバータ部２０」の制御をするように構成されているといえる。また，通常，インバータの制御部は，電源電圧を供給するための電源配線と接地配線との間に接続されるものであるから，引用発明の「インバータ部２０」においても，電源配線と接地配線との間に接続されているものと認められる。

したがって，引用発明の「制御部１１」と，本願発明の「前記第１の電源電圧よりも低い第２の電源電圧を供給するための第２の電源配線と第２の接地配線との間に接続され、前記電力変換器を制御するように構成された制御装置」とは，後記の相違点１で相違するものの，“第２の電源電圧を供給するための第２の電源配線と第２の接地配線との間に接続され，前記電力変換器を制御するように構成された制御装置”である点では共通する。

４ 引用発明の「制御部１１」では，「絶縁増幅器２１」によって「コンデンサ１７の両端電圧ＶCに対応した電圧」が入力されるものであって，絶縁増幅器であるから，「絶縁増幅器２１」の入力側と出力側では絶縁されているものと認められる。してみると，引用発明の「絶縁増幅器２１」は，「コンデンサ１７」の接地配線と，「制御部１１」の接地配線を分離するように構成しているものと認められる。

したがって，引用発明の「絶縁増幅器２１」は，本願発明の「前記第１の接地配線と前記第２の接地配線とを互いに分離するように構成された分離部」に相当する。

５ 引用発明の「アクティブフィルタ装置」は，「コンデンサ１７」，「インバータ部２０」，「制御部１１」，「絶縁増幅器２１」を備えるものであるから，引用発明と本願発明とは，後記の相違点２で相違するものの，“電力変換装置”である点では共通する。

上記の検討から，本願発明と引用発明との間には，次の一致点，相違点があるといえる。

（一致点）

「第１の電源配線と第１の接地配線との間に接続される直流電源と，

前記第１の電源配線および前記第１の接地配線の間の第１の電源電圧を交流電圧に変換するように構成された電力変換器と，

第２の電源電圧を供給するための第２の電源配線と第２の接地配線との間に接続され，前記電力変換器を制御するように構成された制御装置と，

前記第１の接地配線と前記第２の接地配線とを互いに分離するように構成された分離部とを備える，

電力変換装置。」

（相違点１）

「第２の電源電圧」が，本願発明では「第１の電源電圧よりも低い」のに対して，引用発明では，その旨の特定がされていない点。

（相違点２）

本願発明では，「前記第１の接地配線と前記第２の接地配線とは単一のノードにおいて電気的に接続され、前記単一のノードは、前記第１の接地配線上に設けられる」ものであるのに対して，引用発明では，その旨の特定がされていない点。

第６ 判断

上記相違点について検討する。

（相違点１）について

上記「第４ ２～４」の引用例２～４等に記載されるように，電力変換装置において，電力変換器（インバータ部）の制御部の電源電圧を電力変換器の電源電圧よりも低くすることは周知の技術に過ぎないことから，引用発明における「インバータ部２０」の「制御部１１」の電源電圧に関して，該周知の技術を適用することで，上記相違点１に係る構成とすることは，当業者が容易に想到し得たことである。

（相違点２）について

通常であれば，接地は基準電位を定めるものであり，複数の箇所で接地を行う際には複数の箇所で基準電位が同じであることが望ましいことは技術常識であって，また，上記「第４ ２～３」の引用文献２，３に記載されるように，複数の接地で基準電位を同じにするための構成として，電力変換器（インバータ部）の電源の接地配線と，制御部の接地配線を電力変換器側の接地配線の単一のノードに接続することは周知の技術である。

そして，引用発明の「制御部１１」は，「制御部１１」の「基準電圧Ｖr」と，「コンデンサ１７の両端電圧ＶC」との差から「インバータ部」を制御し「コンデンサ１７」の電圧を制御するものであるから，「制御部１１」と「コンデンサ１７」で接地電位が同じ０であることが望ましいことは明らかであって，「制御部１１」の接地電位と，「インバータ部」の電源である「コンデンサ１７」の接地電位を同じとすべきことは当業者であれば当然に予想されることである。また，接地電位を同じにするための具体的な構成として上記周知の技術のものが知られており，このようなものを選択することは設計事項に過ぎない。

してみれば，引用発明の「制御部１１」の接地電位と，「インバータ部」の電源である「コンデンサ１７」の接地電位を同じにするために，引用文献２，３の技術を適用して，上記相違点２に係る構成とすることは，当業者が容易に想到し得たことである。

そして，本願発明の構成によってもたらされる効果も，当業者であれば容易に予測できる程度のものであって，格別なものとは認められない。

なお，審判請求人は，審判請求書で，「引用文献１と引用文献２－３とは「課題の共通性」および「作用、機能の共通性」の何れの観点においても共通性を有しておらず、したがって、引用文献１に記載される発明に引用文献２－３に記載される発明を適用する動機付けは存在しないものと思料致します。」と主張している。

確かに，引用文献１には，明示的に，「制御部１１」と「インバータ部」の「コンデンサ１７」で接地電位を同じにするという課題は記載されていないが，上記相違点２について検討したように，複数の箇所で接地を行う際には複数の箇所で基準電位が同じであることが望ましいものであって，さらに，引用文献１においては，当然に予想されることである。そして，引用文献２，３にも記載されるように，接地電位を同じにする構成として，インバータ側の一点で接続することは，周知の構成であるから，引用文献１に記載される発明に引用文献２－３に記載される発明を適用する動機付けは存在しないとまではいえず，上記主張を採用することはできない。

第７ むすび

以上のとおり，本願発明は，引用発明，引用文献２，３，４に記載された周知の技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものであるから，特許法２９条２項の規定により特許を受けることができない。

したがって，他の請求項に係る発明について検討するまでもなく，本願は拒絶すべきものである。

よって，結論のとおり審決する。