2020-015432

特願２０１７－１９２７２３「マルチプレクサ」拒絶査定不服審判事件〔平成３１年　４月２５日出願公開，特開２０１９－　６８２９５，請求項の数（９）〕について，次のとおり審決する。

【結　論】 原査定を取り消す。 本願の発明は，特許すべきものとする。

【理　由】 第１　手続の経緯 本願は，平成２９年１０月２日の出願であって，令和２年２月６日付けで拒絶理由の通知がされ，令和２年３月２３日に意見書が提出されると共に手続補正がされ，令和２年８月１３日付けで拒絶査定（原査定）がされ，これに対し，令和２年１１月９日に拒絶査定不服審判の請求がされると同時に手続補正がされたものである。 第２　原査定の概要 原査定（令和２年８月１３日付け拒絶査定）の概要は次のとおりである。 １．（進歩性）この出願の下記の請求項に係る発明は，その出願前に日本国内又は外国において頒布された下記の刊行物に記載された発明又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった発明に基いて，その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから，特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。 ・請求項　　　１ ・引用文献等　１－３ ・請求項　　　２－１０ ・引用文献等　１－６ ＜引用文献等一覧＞ １．国際公開第２０１６／２０８６７７号 ２．国際公開第２０１３／０６５４８８号（周知技術を示す文献） ３．国際公開第２０１６／１８１７０１号（周知技術を示す文献） ４．特開２０１２－１５１６９７号公報 ５．特開２０１６－１８４９００号公報 ６．特開２００３－２２９７４３号公報 第３　本願発明 本願請求項１－９に係る発明（以下，それぞれ「本願発明１」－「本願発明９」という。）は，令和２年１１月９日の手続補正で補正された特許請求の範囲の請求項１－９に記載された事項により特定される以下のとおりの発明である。 「　【請求項１】 複数のフィルタを備えるマルチプレクサであって， 前記複数のフィルタのうちの少なくとも１つのフィルタは， 第１端子及び第２端子と， 前記第１端子と前記第２端子とを結ぶ第１経路上に直列に配置されたｎ個の直列共振子（ｎは３以上の自然数）と， 前記第１経路上にて隣り合う前記直列共振子の間のノードとグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子と， 前記第１経路上にて，前記第１端子と，前記ｎ個の直列共振子のうち前記第１端子に最も近い共振子である第１の直列共振子との間に直列に配置された第１インダクタと， 前記第１経路上にて，前記ｎ個の直列共振子のうち前記第２端子に最も近い共振子である第ｎの直列共振子と，前記第２端子との間に直列に配置された第２インダクタと， を備え， 前記第１端子はアンテナ端子であり， 前記第１の直列共振子の共振周波数を第１の共振周波数とし，前記第１の直列共振子及び前記第ｎの直列共振子と異なる他の直列共振子の共振周波数を第２の共振周波数とし，前記第ｎの直列共振子の共振周波数を第３の共振周波数とした場合に， 前記第１の共振周波数及び前記第３の共振周波数のそれぞれは，前記第２の共振周波数よりも高い， マルチプレクサ。 【請求項２】 前記ｎ個の直列共振子及び前記１以上の並列共振子の各共振子は，圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極を有し， 前記ＩＤＴ電極は，弾性波伝搬方向の直交方向に延びるように配置された複数の電極指を含み， 前記第１の直列共振子において前記弾性波伝搬方向に隣り合う前記複数の電極指のピッチの平均を第１のピッチとし，前記第１の直列共振子及び前記第ｎの直列共振子と異なる他の直列共振子において前記弾性波伝搬方向に隣り合う前記複数の電極指のピッチの平均を第２のピッチとし，前記第ｎの直列共振子において前記弾性波伝搬方向に隣り合う前記複数の電極指のピッチの平均を第３のピッチとした場合に， 前記第１のピッチ及び前記第３のピッチのそれぞれは，前記第２のピッチよりも小さい， 請求項１に記載のマルチプレクサ。 【請求項３】 前記第１のピッチ及び前記第３のピッチのそれぞれは，前記第２のピッチの０．９５２倍以上０．９８倍以下である， 請求項２に記載のマルチプレクサ。 【請求項４】 前記第１の直列共振子及び前記第ｎの直列共振子のそれぞれの容量は，前記他の直列共振子の容量よりも小さい， 請求項１～３のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。 【請求項５】 前記第１の直列共振子及び前記第ｎの直列共振子のそれぞれの分割数は，前記他の直列共振子の分割数よりも多い， 請求項１～４のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。 【請求項６】 前記ｎ個の直列共振子は，５個以上の直列共振子である， 請求項１～５のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。 【請求項７】 前記フィルタは，２４９６ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の周波数を通過帯域とする， 請求項１～６のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。 【請求項８】 前記ｎ個の直列共振子及び前記１以上の並列共振子の各共振子は，バルク波の厚み縦振動を利用する圧電薄膜共振子であって，圧電体層と，前記圧電体層の一方主面に形成された一方電極層と，前記圧電体層の他方主面に形成された他方電極層とを有し， 前記第１の直列共振子において前記一方電極層及び前記他方電極層の厚みの平均を第１の厚みとし，前記第１の直列共振子及び前記第ｎの直列共振子と異なる他の直列共振子において前記一方電極層及び前記他方電極層の厚みの平均を第２の厚みとし，前記第ｎの直列共振子において前記一方電極層及び前記他方電極層の厚みの平均を第３の厚みとした場合に， 前記第１の厚み及び前記第３の厚みのそれぞれは，前記第２の厚みよりも薄い， 請求項１に記載のマルチプレクサ。 【請求項９】 複数のフィルタを備えるマルチプレクサであって， 前記複数のフィルタのうちの少なくとも１つのフィルタは， 第１端子及び第２端子と， 前記第１端子と前記第２端子とを結ぶ第１経路上に直列に配置された３以上の直列共振子と， 前記第１経路上にて隣り合う前記直列共振子の間のノードとグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子と， 前記第１経路上にて，前記第１端子と，前記３以上の直列共振子のうち前記第１端子に最も近い共振子である第１の直列共振子との間に直列に配置された第１インダクタと， を備え， 前記３以上の直列共振子及び前記１以上の並列共振子の各共振子は，圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極を有し， 前記ＩＤＴ電極は，弾性波伝搬方向の直交方向に延びるように配置された複数の電極指を含み， 前記第１端子はアンテナ端子であり， 前記第１の直列共振子において前記弾性波伝搬方向に隣り合う前記複数の電極指のピッチの平均を第１のピッチとし，前記第１の直列共振子と異なる他の直列共振子において前記弾性波伝搬方向に隣り合う前記複数の電極指のピッチの平均を第２のピッチとした場合に， 前記第１のピッチは，前記第２のピッチの０．９５２倍以上０．９８倍以下である， マルチプレクサ。」 第４　引用文献，引用発明等 １．引用文献１について 原査定の拒絶の理由に引用された国際公開第２０１６／２０８６７７号（以下，「引用文献１」という。下線は当審が付与。）には， 「[0026]　（実施例） ［１．デュプレクサの基本構成］ 本実施例では，ＬＴＥ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ２５（送信通過帯域：１８５０－１９１５ＭＨｚ，受信通過帯域：１９３０－１９９５ＭＨｚ）に適用されるアンテナデュプレクサについて例示する。 [0027]　図１は，実施例に係るデュプレクサ１の回路構成図である。同図に示すように，デュプレクサ１は，送信側フィルタ１０と，受信側フィルタ２０と，アンテナ端子３１と，インダクタンス素子３１１とを備える。 [0028]　送信側フィルタ１０は，送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を，送信入力端子１１を経由して入力し，当該送信波を送信通過帯域でフィルタリングして送信側出力端子であるアンテナ端子３１へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。送信側フィルタ１０は，本発明の要部の弾性波フィルタであり，ラダー型の弾性表面波フィルタである。送信側フィルタ１０の構成については，後述する送信側フィルタの構成において詳述する。」 「[0030]　インダクタンス素子３１１は、アンテナ端子３１と送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０の接続点との間に設けられたインピーダンス整合素子である。これにより、アンテナ素子と送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０とのインピーダンス整合をとることが可能となる。」 「[0049]　［３．送信側フィルタの回路構成］ 図１に示すように，送信側フィルタ１０は，直列共振子１０１～１０５と，並列共振子１５１～１５４と，整合用のインダクタンス素子１４１および１６１と，送信入力端子１１とを備える。 [0050]　直列共振子１０１～１０５は，送信入力端子１１とアンテナ端子３１との間に互いに直列に接続されている。また，並列共振子１５１～１５４は，送信入力端子１１，アンテナ端子３１および直列共振子１０１～１０５の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。直列共振子１０１～１０５および並列共振子１５１～１５４の上記接続構成により，送信側フィルタ１０は，ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。また，インダクタンス素子１４１は，送信入力端子１１と直列共振子１０１との間に接続され，インダクタンス素子１６１は，並列共振子１５２，１５３および１５４の接続点と基準端子との間に接続されている。 [0051]　表１に，本実施例に係る送信側フィルタ１０の直列共振子１０１～１０５，並列共振子１５１～１５４の設計パラメータ（ピッチλ，交叉幅Ｌ，ＩＤＴ対数Ｎ，デューティー比Ｄ）の詳細を示す。 [0052][表１] [0053]　上記表１に示された各共振子のピッチλは，各共振子の波長と定義される。また，各共振子の容量は，表１に示された設計パラメータおよび圧電基板５０の誘電率などにより決定される。 [0054]　なお，本実施例では，９個の共振子によりＴ型のラダー型フィルタを構成しているが，π型のラダー型フィルタを構成してもよい。また，共振子の数は９個に限らず，直列共振子は４以上であればよい。 [0055]　ここで，送信入力端子１１に最も近く接続された直列共振子１０１（第１共振子）の反共振周波数ｆａｓ１と共振周波数ｆｒｓ１との周波数差（ｆａｓ１－ｆｒｓ１）をΔｆ１と定義する。また，アンテナ端子３１に最も近く接続された直列共振子１０５の反共振周波数ｆａｓ５と共振周波数ｆｒｓ５との周波数差（ｆａｓ５－ｆｒｓ５）をΔｆ５と定義する。同様にして，直列共振子１０１および１０５以外の直列共振子１０２，１０３および１０４の反共振周波数ｆａｓ２，ｆａｓ３およびｆａｓ４と共振周波数ｆｒｓ２，ｆｒｓ３およびｆｒｓ４との周波数差を，それぞれ，Δｆ２（＝ｆａｓ２－ｆｒｓ２），Δｆ３（＝ｆａｓ３－ｆｒｓ３）およびΔｆ４（＝ｆａｓ４－ｆｒｓ４）と定義する。 [0056]　本実施例に係る送信側フィルタ１０では，以下の関係式（式１）かつ（式２）が成立する。 [0057]　　　ｆａｓ１，ｆａｓ５＞ｆａｓ２，ｆａｓ３，ｆａｓ４　　　（式１） Δｆ１，Δｆ５＞Δｆ２，Δｆ３，Δｆ４　　　（式２） [0058]　つまり，送信入力端子１１に最も近く接続された直列共振子１０１およびアンテナ端子３１に最も近く接続された直列共振子１０５以外の全ての直列共振子１０２，１０３および１０４の反共振周波数と共振周波数の差である周波数差Δｆ２，Δｆ３およびΔｆ４は，直列共振子１０１および１０５の反共振周波数と共振周波数との周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さく，かつ，直列共振子１０２，１０３および１０４の反共振周波数ｆａｓ２，ｆａｓ３およびｆａｓ４は，直列共振子１０１および１０５の反共振周波数ｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低い。 [0059]　なお，上記式１を実現する構成として，直列共振子１０２，１０３および１０４の波長を，直列共振子１０１および１０５の波長よりも大きくしてもよい。つまり，直列共振子１０１～１０５のＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチを，それぞれ，λ１～λ５とすると，式１における関係を，以下の式３となる構成で実現してもよい。 [0060]　λ１，λ５＜λ２，λ３，λ４　　　（式３） [0061]　これにより，例えば，Ｂａｎｄ２５のような広い通過帯域かつ狭い隣接帯域を有する周波数規格に対しても，通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する送信側フィルタ１０および送信側フィルタ１０を備えるデュプレクサ１を提供することが可能となる。」 「[0129]　なお，上記説明では，デュプレクサを例に説明したが，本発明は，例えば，３つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたトリプレクサや，４つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたクワッドプレクサについても適用することができる。つまり，高周波フロントエンド回路および通信装置は，２以上のフィルタを備えていればよい。」 「【図１】 」 の記載があるから， 「送信側フィルタ１０と，受信側フィルタ２０と，アンテナ端子３１と，インダクタンス素子３１１とを備えるデュプレクサ１であって， インダクタンス素子３１１は、アンテナ素子と送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０とのインピーダンス整合をとるインピーダンス整合素子であり， 送信側フィルタ１０は，直列共振子１０１～１０５と，並列共振子１５１～１５４と，整合用のインダクタンス素子１４１および１６１と，送信入力端子１１とを備え， 直列共振子１０１～１０５は，送信入力端子１１とアンテナ端子３１との間に互いに直列に接続され，並列共振子１５１～１５４は，送信入力端子１１，アンテナ端子３１および直列共振子１０１～１０５の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続され， インダクタンス素子１４１は，送信入力端子１１と直列共振子１０１との間に接続され，インダクタンス素子１６１は，並列共振子１５２，１５３および１５４の接続点と基準端子との間に接続され， 送信入力端子１１に最も近く接続された直列共振子１０１およびアンテナ端子３１に最も近く接続された直列共振子１０５以外の全ての直列共振子１０２，１０３および１０４の反共振周波数と共振周波数の差である周波数差Δｆ２，Δｆ３およびΔｆ４は，直列共振子１０１および１０５の反共振周波数と共振周波数との周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さく，かつ，直列共振子１０２，１０３および１０４の反共振周波数ｆａｓ２，ｆａｓ３およびｆａｓ４は，直列共振子１０１および１０５の反共振周波数ｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低く， 直列共振子１０１～１０５のＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチを，それぞれ，λ１～λ５とすると，λ１，λ５＜λ２，λ３，λ４となる構成で実現してもよい， ことにより， 広い通過帯域かつ狭い隣接帯域を有する周波数規格に対しても，通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する送信側フィルタ１０および送信側フィルタ１０を備えるデュプレクサ１を提供することが可能となる， トリプレクサやクワッドプレクサについても適用することができる， デュプレクサ。」（以下，「引用発明」という。） の発明が記載されている。 ２．引用文献２について 原査定の拒絶の理由に引用された国際公開第２０１３／０６５４８８号（以下，「引用文献２」という。下線は当審が付与。）には， 「[0001]　本発明は，窒化アルミニウム系材料を用いた圧電薄膜共振子及びフィルタ装置に関し，より詳細には，Ｓｃが含有されている窒化アルミニウム膜を用いた圧電薄膜共振子，フィルタ装置及びデュプレクサに関する。」 「[0040]　図５は，本発明の第３の実施形態としてのデュプレクサの回路図である。本実施形態のデュプレクサ２１は，アンテナ２２に接続されるアンテナ端子２３と，送信端子２４と受信端子２５とを有する。アンテナ端子２３と送信端子２４との間にラダー型回路構成の送信フィルタ２６が接続されている。 [0041]　送信フィルタ２６では，アンテナ端子２３と送信端子２４とを結ぶ直列腕が構成されている。この直列腕に，インダクタＬ１及び直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４が配置されている。また，直列腕共振子Ｓ２１，Ｓ２２間の接続点とグラウンド電位とを結ぶ第１の並列腕と，直列腕共振子Ｓ２３と直列腕共振子Ｓ２４との間の接続点と，グラウンド電位とを結ぶ第２の並列腕が構成されている。第１の並列腕には，並列腕共振子Ｐ２１と，並列腕共振子Ｐ２１に直列に接続されたインダクタＬ２とが設けられている。同様に第２の並列腕においても，並列腕共振子Ｐ２２と，インダクタＬ３とが直列に接続されている。直列腕共振子Ｓ２４と送信端子２４との間にインダクタＬ４が接続されている。 [0042]　送信フィルタ２６では，破線Ｃで囲んだ並列腕共振子Ｐ２１，Ｐ２２が，第１の実施形態の圧電薄膜共振子からなる。直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４が，Ｓｃを含有していない前述した第２の圧電薄膜共振子からなる。 [0043]　従って，第２の実施形態と同様に，通過帯域低域側の肩部の周波数位置を，容易に調整でき，かつ周波数温度特性も調整することができる。」 「[0050]　上述のように，本実施形態では，送信フィルタ２６と受信フィルタ２７の通過帯域の間の周波数ギャップのロールオフ特性を決定する圧電薄膜共振子が，周波数温度特性に優れたＳｃを含有しない窒化アルミニウム膜を用いた第２の圧電薄膜共振子からなる。従って，上記周波数ギャップに臨む通過帯域端部における減衰特性を改善することができる。他方，周波数ギャップに望まない通過帯域端部の周波数特性を決定する残りの圧電薄膜共振子については，比帯域の大きなＳｃ含有窒化アルミニウム膜を用いた第１の実施形態の圧電薄膜共振子からなる。そのため，送信フィルタ２６及び受信フィルタ２７の通過帯域の拡大を図ることができる。よって，帯域幅拡大に必要なインダクタＬ１～Ｌ４，Ｌ５～Ｌ１０のインダクタンス値を小さくすることができる。場合によっては，これらのインダクタＬ５～Ｌ１０を省略することもできる。」 「［図５］ 」 の記載があるから， 「Ｓｃが含有されている窒化アルミニウム膜を用いた圧電薄膜共振子，フィルタ装置及びデュプレクサであって， デュプレクサ２１は，アンテナ２２に接続されるアンテナ端子２３と，送信端子２４と受信端子２５とを有し，アンテナ端子２３と送信端子２４との間にラダー型回路構成の送信フィルタ２６が接続され， 送信フィルタ２６では，アンテナ端子２３と送信端子２４とを結ぶ直列腕が構成され，この直列腕に，インダクタＬ１及び直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４が配置され， 直列腕共振子Ｓ２４と送信端子２４との間にインダクタＬ４が接続され， 並列腕共振子Ｐ２１，Ｐ２２が，第１の実施形態の圧電薄膜共振子からなり，直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４が，Ｓｃを含有していない前述した第２の圧電薄膜共振子からなり， 従って，通過帯域低域側の肩部の周波数位置を，容易に調整でき，かつ周波数温度特性も調整することができ， 通過帯域の間の周波数ギャップのロールオフ特性を決定する圧電薄膜共振子が，周波数温度特性に優れたＳｃを含有しない窒化アルミニウム膜を用いた第２の圧電薄膜共振子からなることで，上記周波数ギャップに臨む通過帯域端部における減衰特性を改善することができ， 通過帯域端部の周波数特性を決定する残りの圧電薄膜共振子については，比帯域の大きなＳｃ含有窒化アルミニウム膜を用いた第１の実施形態の圧電薄膜共振子からなるため，送信フィルタ２６及び受信フィルタ２７の通過帯域の拡大を図ることができ，帯域幅拡大に必要なインダクタＬ１～Ｌ４，Ｌ５～Ｌ１０のインダクタンス値を小さくすることができる， デュプレクサ。」（以下，「引用文献２記載技術」という。） が記載されている。 ３．引用文献３について 原査定の拒絶の理由に引用された国際公開第２０１６／１８１７０１号（以下，「引用文献３」という。下線は当審が付与。）には， 「[0041]　デュプレクサ１０１～１０１Ｅは，第１外部接続端子Ｐ１，第２外部接続端子Ｐ２，第３外部接続端子Ｐ３，送信信号用のフィルタ部２０，受信信号用のフィルタ部３０，インダクタ４１Ｌ，インダクタ４２Ｌ，インダクタ５０，およびインダクタ６０を備える。 [0042]　送信信号用のフィルタ部２０は，第１外部接続端子Ｐ１と第３外部接続端子Ｐ３との間に接続されている。受信信号用のフィルタ部３０は，第２外部接続端子Ｐ２と第３外部接続端子Ｐ３との間に接続されている。インダクタ４１Ｌは，整合素子であり，第１外部接続端子Ｐ１と送信信号用のフィルタ部２０との間の経路４０１に対しシャント接続される。インダクタ４２Ｌは，整合素子であり，第３外部接続端子Ｐ３と送信信号用のフィルタ部２０との間の経路４０２に対しシャント接続される。 [0043]　送信信号用のフィルタ部２０は，シリーズ接続端子Ｐ２１，シリーズ接続端子Ｐ２２，シャント接続端子Ｐ２３，およびシャント接続端子Ｐ２４を備える。シリーズ接続端子Ｐ２１は，第１外部接続端子Ｐ１に接続される。シリーズ接続端子Ｐ２２は，第３外部接続端子Ｐ３に接続される。 [0044]　シャント接続端子Ｐ２３は，インダクタ６０を介して，グラウンドに接続されている。シャント接続端子Ｐ２４は，インダクタ５０を介して，グラウンドに接続されている。インダクタ６０は，本発明の第２インダクタに相当する。インダクタ５０は，本発明の第１インダクタに相当する。 [0045]　なお，本願では，シャント接続とは，経路とグラウンドとの間の接続を意味する。また，シリーズ接続とは，回路構成間の直列接続を意味する。 [0046]　送信信号用のフィルタ部２０は，複数のＳＡＷ共振子２０１，２０２，２０３，２０４，２０５，および２０６（以下，これらＳＡＷ共振子をまとめて説明する場合にはＳＡＷ共振子２０１～２０６と称する）を備える。また，送信信号用のフィルタ部２０は，複数のＳＡＷ共振子２１１，２１２，および２１３を備える。ＳＡＷ共振子２０１～２０６は，本発明の直列腕共振子に相当する。ＳＡＷ共振子２１１，２１２，２１３は，それぞれ本発明の並列腕共振子に相当する。」 「[0054]　（第１回路例） 図１に示すデュプレクサ１０１では，インダクタ５０とインダクタ６０との間の電磁界結合を阻害するようにインダクタ５０とインダクタ６０は配置される。例えば，インダクタ６０とインダクタ５０との間にグラウンドが配置される，あるいはインダクタ６０とインダクタ５０との間の距離は，インダクタ６０とインダクタ４２Ｌとの間の距離と比べて，長くなるようにインダクタ６０とインダクタ５０は配置される。これにより，インダクタ５０とインダクタ６０との間に電磁界結合が生じなくなるため，インダクタ６０とインダクタ５０とは，個別に調整可能である。 [0055]インダクタ５０と電磁界結合しないインダクタ６０と，インダクタ４２Ｌとの間に電磁界結合（容量性結合または誘導性結合）が生じるように構成されている。この電磁界結合により，アイソレーション特性を調整するための調整経路が形成される。この調整経路は，接続導体３０３，ＳＡＷ共振子２１１，シャント接続端子Ｐ２３，インダクタ６０，インダクタ４２Ｌを含む。 [0056]　第１外部接続端子Ｐ１から送信信号用のフィルタ部２０及び経路４０２を通過する送信信号と，当該調整経路を通過する送信信号とが，第３外部接続端子Ｐ３において相殺されるように，調整経路を形成する電磁界結合の結合態様，および電磁界結合の強度が調整される。具体的には，第３外部接続端子Ｐ３において，第１外部接続端子Ｐ１から送信信号用のフィルタ部２０及び経路４０２を通過する送信信号と，調整経路を通過する送信信号の振幅が一致し，かつ位相が１８０°異なるように，インダクタ６０とインダクタ４２Ｌとの電磁界結合の態様及び強度を調整する。電磁界結合の態様とは，インダクタ６０及びインダクタ４２Ｌの誘導性結合，及びインダクタ６０及びインダクタ４２Ｌを構成する導体間の容量性結合を含む。電磁界結合の強度は，例えばインダクタ６０とインダクタ４２Ｌとの距離に対応する。電磁界結合の態様及び強度の調整により，第１外部接続端子Ｐ１から送信信号用のフィルタ部２０及び経路４０２を通過する送信信号が，調整経路を流れる送信信号によって相殺されるので，送信経路における送信信号の減衰量が増加する。その結果，第２外部接続端子Ｐ２においても送信信号が減衰されるので，デュプレクサ１０１の送信―受信間のアイソレーション特性は向上する。」 「［図１］ 」 「[0086]　なお，上述の例は，第１外部接続端子Ｐ１側の整合素子として，シャント接続型の整合素子であるインダクタ４１Ｌを示し，第３外部接続端子Ｐ３側の整合素子として，シャント接続型のインダクタ４２Ｌを示した。しかし，第１外部接続端子Ｐ１側および第３外部接続端子Ｐ３側の整合素子として，以下に示すものを用いてもよい。 [0087]　具体的には，第１外部接続端子Ｐ１側の整合素子は，図９（Ａ）に示すインダクタ４１Ｌに限らず，図９（Ｂ）に示すシャント接続型のキャパシタ４１Ｃであってもよいし，図９（Ｃ）に示すシリーズ接続のインダクタ４３Ｌ，又は図９（Ｄ）に示すシリーズ接続のキャパシタ４３Ｃであってもよい。 [0088]　また，第３外部接続端子Ｐ３側の整合素子は，図９（Ｅ）に示すインダクタ４２Ｌに限らず，図９（Ｆ）に示すシャント接続型のキャパシタ４２Ｃであってもよいし，図９（Ｇ）に示すシリーズ接続のインダクタ４４Ｌ，又は図９（Ｈ）に示すシリーズ接続のキャパシタ４４Ｃであってもよい。」 「［図９］ 」 の記載があるから， 「デュプレクサ１０１は，第１外部接続端子Ｐ１，第２外部接続端子Ｐ２，第３外部接続端子Ｐ３，送信信号用のフィルタ部２０，受信信号用のフィルタ部３０，インダクタ４１Ｌ，インダクタ４２Ｌ，インダクタ５０，およびインダクタ６０を備え， 送信信号用のフィルタ部２０は，第１外部接続端子Ｐ１と第３外部接続端子Ｐ３との間に接続され，インダクタ４１Ｌは，整合素子であり，第１外部接続端子Ｐ１と送信信号用のフィルタ部２０との間の経路４０１に対しシャント接続され，インダクタ４２Ｌは，整合素子であり，第３外部接続端子Ｐ３と送信信号用のフィルタ部２０との間の経路４０２に対しシャント接続され， 送信信号用のフィルタ部２０は，直列腕共振子である複数のＳＡＷ共振子２０１，２０２，２０３，２０４，２０５，および２０６と，並列共振子である複数のＳＡＷ共振子２１１，２１２，および２１３を備え， Ｐ１側の整合素子は，インダクタ４１Ｌに限らず，シリーズ接続のインダクタ４３Ｌであってもよく， 第３外部接続端子Ｐ３側の整合素子は，インダクタ４２Ｌに限らず，シリーズ接続のインダクタ４４Ｌであってもよい デュプレクサ。」（以下，「引用文献３記載技術」という。） が記載されている。 ４．引用文献４について 原査定の拒絶の理由に引用された特開２０１２－１５１６９７号公報（以下，「引用文献４」という。下線は当審が付与。）には， 「【００７４】 図１８のように，直列共振器Ｓ１１を直列に分割することにより，トリプルビート値が改善する。このように直列共振器Ｓ１１の分割はトリプルビート値の改善に非常に有効である。しかしながら，直列共振器Ｓ１１を５分割してもトリプルビート値は－７７ｄＢｃ程度である。さらに分割数を増やしてもトリプルビート値は飽和傾向にある。さらに，共振器の分割数を増やすと，分割された共振器１個当りの静電容量を増加させるため面積が大きくなる。例えば，共振器をｎ分割すると，共振器のサイズはｎ２倍となり，フィルタ面積が増大してしまう。さらに，共振器の分割により電極の抵抗が増大し，フィルタの損失が増加してしまう。」 「【０１１４】 実施例４は，直列共振器Ｓ２３の反共振周波数を調整する例である。図２８（ａ）は，実施例４のシミュレーションに用いた分波器の回路図である。図２８（ｂ）は，直列共振器Ｓ２３が分割されていない分波器の回路図である。図２８（ａ）のように，受信用フィルタ１０の直列共振器Ｓ１１を２分割とした。送信用フィルタ２０の並列共振器Ｐ２１とＰ２２とに共通に寄生グランドインダクタンスＬ２１，並列共振器Ｐ２３に寄生グランドインダクタンスＬ２２を設けた。２分割された直列共振器Ｓ２１，Ｓ２２およびＳ２３は，送信端子Ｔｔｘ側を共振器Ｓ２１ａ，Ｓ２２ａおよびＳ２３ａとした。アンテナ端子Ｔａｎｔ側を共振器Ｓ２１ｂ，Ｓ２２ｂおよびＳ２３ｂとした。その他の構成は実施例１の図１７と同じであり説明を省略する。」 「【図２８】 」 の記載があるから， 「トリプルビート値を改善するため，直列共振器Ｓ１１を直列に分割する場合に，直列共振器Ｓ２３の反共振周波数を調整するために，直列共振器Ｓ２３が分割されない分波器。」（以下，「引用文献４記載技術」という。） が記載されている。 ５．引用文献５について 原査定の拒絶の理由に引用された特開２０１６－１８４９００号公報（以下，「引用文献５」という。下線は当審が付与。）には， 「【００６５】 ［２－１．弾性表面波フィルタの基本構成］ 本発明の実施例２に係る弾性表面波フィルタの基本構成について説明する。本実施例では，ＴＤ－ＬＴＥ規格のＢａｎｄ４１　ＦｕｌｌＢａｎｄ－Ｆｉｌｔｅｒ（通過帯域：２４９６－２６９０ＭＨｚ，比帯域：７．４６％）に適用される帯域通過型の弾性表面波フィルタについて例示する。」 の記載があるから， 「ＴＤ－ＬＴＥ規格のＢａｎｄ４１　ＦｕｌｌＢａｎｄ－Ｆｉｌｔｅｒ（通過帯域：２４９６－２６９０ＭＨｚ）に適用される帯域通過型の弾性表面波フィルタ」（以下，「引用文献５記載技術」という。） が記載されている。 ６．引用文献６について 原査定の拒絶の理由に引用された特開２００３－２２９７４３号公報（以下，「引用文献６」という。下線は当審が付与。）には， 「【００２７】図３は上記直列共振子と並列共振子として用いる圧電共振子の断面図であリ，（Ａ）は直列共振子を構成する圧電共振子部分（以下，「直列共振子部分」という。），（Ｂ）は並列共振子を構成する圧電共振子部分（以下「並列共振子部分」という。）について示している。これらは同一の基板上に設けるが，図においては個別に表している。 【００２８】図３において１は基板であり，フィルタ単位で分断する前はシリコンウェハである。２はＳｉＯ2による薄膜，３はＺｎＯなどによる圧電性薄膜，４はＡｌなどによる下部電極，５は同じくＡｌなどによる上部電極である。この例では，１層の圧電性薄膜３により薄膜部を構成している。この薄膜部は複数層の圧電性薄膜により構成してもよい。このように，圧電性の薄膜部の上下面を上部電極５と下部電極４とによって挟み込むことによって，振動部を構成している。基板１には，薄膜２を形成した面とは反対の面に凹部を形成している。この凹部により，振動部の質量を調整して，所定の共振周波数に定めている。なお，凹部に代えて，基板の下部が開口した開口部を設けてもよい。 【００２９】（Ｂ）に示す並列共振子部分の下部電極４の膜厚は，（Ａ）に示す直列共振子部分の下部電極４の膜厚より厚く成膜している。 【００３０】直列共振子部分と並列共振子部分のいずれも，薄膜２，圧電性薄膜３，下部電極４，上部電極５の複合体が，圧電性薄膜の圧電振動により厚み振動する。 【００３１】図３に示したように，並列共振子部分の下部電極４の膜厚を直列共振子部分の下部電極４の膜厚より厚くしているため，上記複合体による共振領域全体の厚みが増し，また下部電極４の膜厚が増した分だけ共振領域の質量が増すため，並列共振子部分の共振周波数が直列共振子部分の共振周波数より低下する。」 「【図３】 」 の記載があるから， 「薄膜２，圧電性薄膜３，下部電極４，上部電極５の複合体が，圧電性薄膜の圧電振動により厚み振動する直列共振子部分と並列共振子部分において， 並列共振子部分の下部電極４の膜厚を直列共振子部分の下部電極４の膜厚より厚くすると，並列共振子部分の共振周波数が直列共振子部分の共振周波数より低下する」（以下，「引用文献６記載技術」という。） が記載されている。 第５　対比と検討 １．本願発明１に対して （１）対比 本願発明１と引用発明を対比する。 引用発明の「アンテナ端子３１」は，本願発明１の「第１端子」に，引用発明の「送信入力端子１１」は，本願発明１の「第２端子」に，それぞれ相当する。 引用発明は，「直列共振子１０１～１０５は，送信入力端子１１とアンテナ端子３１との間に互いに直列に接続され」ており，直列共振子１０１～１０５の個数である「５」は，３以上の自然数であるから，本願発明１の「前記第１端子と前記第２端子とを結ぶ第１経路上に直列に配置されたｎ個の直列共振子（ｎは３以上の自然数）」を備えているといえる。 引用発明は，「並列共振子１５１～１５４は，送信入力端子１１，アンテナ端子３１および直列共振子１０１～１０５の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続され」ているから，本願発明１の「前記第１経路上にて隣り合う前記直列共振子の間のノードとグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子」を備えているといえる。 引用発明の「整合用のインダクタンス素子１４１」は，直列共振子１０１と送信入力端子１１の間に直列に配置されているから，本願発明１の「前記第１経路上にて，前記ｎ個の直列共振子のうち前記第２端子に最も近い共振子である第ｎの直列共振子と，前記第２端子との間に直列に配置された第２インダクタ」であるといえる。 したがって，本願発明１と引用発明とは， 「複数のフィルタを備える装置であって， 前記複数のフィルタのうちの少なくとも１つのフィルタは， 第１端子及び第２端子と， 前記第１端子と前記第２端子とを結ぶ第１経路上に直列に配置されたｎ個の直列共振子（ｎは３以上の自然数）と， 前記第１経路上にて隣り合う前記直列共振子の間のノードとグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子と， 前記第１経路上にて，前記ｎ個の直列共振子のうち前記第２端子に最も近い共振子である第ｎの直列共振子と，前記第２端子との間に直列に配置された第２インダクタと， を備え， 前記第１端子はアンテナ端子である， 装置。」 で一致し，下記の点で相違している。 相異点１ 複数のフィルタを有する装置として，本願発明１はマルチプレクサであるのに対し，引用発明は，「トリプレクサやクワッドプレクサについても適用することができるデュプレクサ」である点。 相異点２ 本願発明１は，「前記第１経路上にて，前記第１端子と，前記ｎ個の直列共振子のうち前記第１端子に最も近い共振子である第１の直列共振子との間に直列に配置された第１インダクタ」を備えるのに対し，引用発明は，該インダクタがない点。 相異点３ 本願発明１は，「前記第１の直列共振子の共振周波数を第１の共振周波数とし，前記第１の直列共振子及び前記第ｎの直列共振子と異なる他の直列共振子の共振周波数を第２の共振周波数とし，前記第ｎの直列共振子の共振周波数を第３の共振周波数とした場合に，前記第１の共振周波数及び前記第３の共振周波数のそれぞれは，前記第２の共振周波数よりも高い」のに対し，引用発明は，「直列共振子１０２，１０３および１０４の反共振周波数と共振周波数の差である周波数差Δｆ２，Δｆ３およびΔｆ４は，直列共振子１０１および１０５の反共振周波数と共振周波数との周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さく，かつ，直列共振子１０２，１０３および１０４の反共振周波数ｆａｓ２，ｆａｓ３およびｆａｓ４は，直列共振子１０１および１０５の反共振周波数ｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低」く，「直列共振子１０１～１０５のＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチを，それぞれ，λ１～λ５とすると，λ１，λ５＜λ２，λ３，λ４となる構成で実現してもよい」点。 （２）検討 事案に鑑み，相違点２について検討する。 引用文献２記載技術には，「アンテナ端子２３と送信端子２４とを結ぶ直列腕が構成され，この直列腕に，インダクタＬ１及び直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４が配置され，直列腕共振子Ｓ２４と送信端子２４との間にインダクタＬ４が接続され」ているが，引用文献２記載技術は，並列腕共振子Ｐ２１，Ｐ２２が，比帯域の大きなＳｃ含有窒化アルミニウム膜を用いた第１の実施形態の圧電薄膜共振子からなり，直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４が，Ｓｃを含有していない前述した第２の圧電薄膜共振子からなることによって，「通過帯域低域側の肩部の周波数位置を，容易に調整でき，かつ周波数温度特性も調整する」ものである。 一方，本願発明１は，【００３７】に「本実施の形態のフィルタは，通過帯域幅を広げるとともに，共振周波数と異なる周波数にて不要共振が発生することを抑制し，通過帯域外における減衰量を大きくすることができる構成を有している。」と記載しているように，「通過帯域外における減衰量を大きくする」ことを目的の一つとしており，「通過帯域外における減衰量を大きくする」ものではない（即ち，目的が本願発明１と全く異なる）引用文献２記載技術を採用する動機がない。 また，引用文献３記載技術には，「第１外部接続端子Ｐ１，第２外部接続端子Ｐ２，第３外部接続端子Ｐ３，送信信号用のフィルタ部２０，受信信号用のフィルタ部３０，インダクタ４１Ｌ，インダクタ４２Ｌ，インダクタ５０，およびインダクタ６０を備え」るデュプレクサの「整合素子は，インダクタ４１Ｌに限らず，シリーズ接続のインダクタ４３Ｌであってもよく，第３外部接続端子Ｐ３側の整合素子は，インダクタ４２Ｌに限らず，シリーズ接続のインダクタ４４Ｌであってもよい」ことが記載されているから，整合素子として，シャント接続されるインダクタ４１Ｌ，４２Ｌの代わりにシリーズ接続のインダクタ４３Ｌ，４４Ｌとすることが周知であるとしても，引用発明においてフィルタ１０の第１の直列共振子１０５側には，そもそも整合素子はないから，「直列に配置された第１インダクタ」を備えるようにすることは当業者であっても容易に想到し得るとはいえない。 引用発明のインダクタンス素子３１１は，アンテナ素子と送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０とのインピーダンス整合をとるインピーダンス整合素子であって，「送信側フィルタ１０」が備えるインダクタンス素子ではない。 （３）小括 したがって，他の相違点を検討するまでもなく，本願発明１は引用発明及び引用文献２－３に記載された事項により当業者が容易に発明することができたものである，とはいえない。 ２．本願発明２－８に対して 本願発明２－８は，本願発明１と同一の構成を備えるから，本願発明１と同様の理由により，当業者が容易に発明をすることができたものである，とはいえない。 ３．本願発明９に対して 本願発明９と引用発明を対比すると，上記「第５　対比と検討」の「１．本願発明１に対して」における「相異点２」と同じ相異点を少なくとも有し，さらに，原査定の拒絶の理由に引用された，引用文献４－６のいずれの文献にも，かかる事項は記載も示唆もされていないから，上記「１．本願発明１に対して」で検討したのと同様の理由により，本願発明９は引用発明及び引用文献２－６に記載された事項により当業者が容易に発明することができたものである，とはいえない。 第６　原査定について 上記第２～第５のとおり，原査定の理由によって本願を拒絶することはできない。 第７　むすび 以上のとおり，原査定の理由によって，本願を拒絶することはできない。 また，他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。 よって，結論のとおり審決する。