2024-010759

特願２０２２－５５７４２１「静電容量検出装置」拒絶査定不服審判事件〔令和 ４年 ４月２１日国際公開、ＷＯ２０２２／０８０２２４〕について、次のとおり審決する。

結 論 本件審判の請求は、成り立たない。

理 由 １ 手続の経緯 本願は、２０２１年（令和３年）１０月７日を国際出願日とする日本語特許出願であって（優先権主張 令和２年１０月１４日）、その手続の経緯の概略は、次のとおりである。 令和５年１１月３０日付け：拒絶理由通知書 令和６年 ２月 ５日 ：意見書の提出 同年 ３月１２日付け：拒絶査定（以下「原査定」という。） （同年 ４月 ２日 ：原査定の謄本の送達） 同年 ６月２８日 ：審判請求書、手続補正書の提出 令和７年 ９月３０日付け：拒絶理由通知書 同年１２月 ４日 ：意見書、手続補正書の提出 以下、令和２年１０月１４日を「優先日」という。 また、令和７年９月３０日付けで当審において通知した拒絶理由通知を、以下「当審拒絶理由通知」といい、令和７年１２月４日に請求人が提出した意見書を、以下「意見書」という。 ２ 本願発明について (１) 本願発明の認定 本願の請求項１に係る発明（以下「本願発明」という。）は、令和７年１２月４日に提出された手続補正書により補正された請求項１に記載された次に示す事項により特定されるとおりのものである。 「【請求項１】 対象物との間の静電容量を検出する静電容量検出装置であって、 前記対象物との間の静電容量を検出する検出電極と、 前記検出電極に近接して配置されたアクティブシールド電極と、 前記アクティブシールド電極に供給される交流電圧を出力する電圧出力回路と、 前記電圧出力回路により出力された交流電圧の振幅を調整する第１調整回路と、 前記検出電極の一端に接続される反転入力端子と、前記第１調整回路により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する第１演算増幅器と、 前記電圧出力回路により出力された交流電圧の振幅を調整する第２調整回路と、 前記検出電極の他端に接続される反転入力端子と、前記第２調整回路により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する第２演算増幅器と を備え、 前記検出電極は、その一端と他端との間に５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下の抵抗値を有し、 前記アクティブシールド電極は、前記検出電極との間の静電容量が前記第１演算増幅器もしくは前記第２演算増幅器の出力電圧値の動作範囲に基づいて決定される所定範囲内となるように構成される ことを特徴とする静電容量検出装置。」 (２) 本願発明の分説 検討の便宜上、本願発明の構成を次のように構成Ｘと構成Ａから構成Ｇまでに分説する。また、参考図として、本願の【図１】を元に部材名を記入したものを掲載する。 ＜本願発明の分説＞ Ｘ 対象物との間の静電容量を検出する静電容量検出装置であって、 Ａ 前記対象物との間の静電容量を検出する検出電極と、 Ｂ 前記検出電極に近接して配置されたアクティブシールド電極と、 Ｃ 前記アクティブシールド電極に供給される交流電圧を出力する電圧出力回路と、 Ｄ 前記電圧出力回路により出力された交流電圧の振幅を調整する第１調整回路と、 Ｅ 前記検出電極の一端に接続される反転入力端子と、前記第１調整回路により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する第１演算増幅器と、 Ｆ 前記電圧出力回路により出力された交流電圧の振幅を調整する第２調整回路と、 Ｇ 前記検出電極の他端に接続される反転入力端子と、前記第２調整回路により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する第２演算増幅器と を備え、 Ａ１ 前記検出電極は、その一端と他端との間に５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下の抵抗値を有し、 Ｂ１ 前記アクティブシールド電極は、前記検出電極との間の静電容量が前記第１演算増幅器もしくは前記第２演算増幅器の出力電圧値の動作範囲に基づいて決定される所定範囲内となるように構成される ことを特徴とする Ｘ 静電容量検出装置。」 ＜参考図＞ 【図１】 ［図：0001438702000001.jpg］ (３) 課題・作用効果等に関連する明細書の発明の詳細な説明の記載 本願明細書の発明の詳細な説明の記載のうち、発明が解決しようとする課題及び作用効果等に関連する記載を抜粋すると、次の記載がある。 「技術分野 ［０００１］ 本発明は、静電容量検出装置に関する。 背景技術 ［０００２］ 下記特許文献１には、絶縁基板の表面に配置された導電部における複数の電極部、複数の端子部、およびそれぞれを接続する端子配線部を有する配線基板において、端子配線部の線幅や抵抗値を条件付けすることで、ノイズ電流が制御回路に流れ込むのを阻止する技術が開示されている。 ［０００３］ また、下記特許文献２には、基材のそれぞれの面に互いに交差する方向に配向された第１センサー群と第２センサー群とを備え、第１センサー群と第２センサー群とによって長方形状のタッチセンサー有効領域が形成されたタッチセンサーパネルにおいて、センサー長の条件を決めることで、タッチセンサー有効領域の長尺化に伴うタッチ感度の低下を防止でき、且つタッチ検出に寄与しない領域の介在を回避できる技術が開示されている。 先行技術文献 特許文献 ［０００４］ 特許文献１：国際公開第２０１５／００５３１９号 特許文献２：国際公開第２０１９／０６４５９５号 発明の概要 発明が解決しようとする課題 ［０００５］ しかしながら、従来の相互容量方式を利用した静電容量検出装置においては、検出電極の抵抗値が低いほど静電容量の検出値低下が少なくなるため、一般的に抵抗値を抑えた検出電極が好まれるものの、検出電極の抵抗値について明確な仕様が規定されてなく、都度シミュレーションを行って仕様を決定する必要があった。 ［０００６］ 一方、絶対自己容量方式を利用した静電容量検出装置は、検出電極の抵抗値に応じて検出電極の静電容量が変化することを利用しているため、検出電極の抵抗値の範囲と、検出電極とアクティブシールド電極との間の静電容量とに制限が生じ、この範囲を外れた場合、検出性能が十分に発揮できないという問題があった。 …（中略）… ［０００８］ 一実施形態によれば、抵抗傾斜を有する検出電極における静電容量値の変化に基づいて、対象物の近接位置を検出することが可能な静電容量検出装置において、検出回路の動作範囲に応じて、静電容量値の良好な検出を行うことができる。 …（中略）… ［００１１］ （静電容量検出装置１００の構成の一例） 図１は、一実施形態に係る静電容量検出装置１００の構成の一例を示す図である。図１に示す静電容量検出装置１００は、例えば自己容量方式の静電容量検出を利用したタッチパネル等であり、対象物１０との間の静電容量を検出する。すなわち、静電容量検出装置１００は、自己容量方式の静電容量検出により、検出電極１１１に対する対象物１０（例えば、操作者の指）の近接を検出することができる。 ［００１２］ 図１に示すように、静電容量検出装置１００は、静電容量検出部１１０、第１ＡＦＥ（Analog Front End）ブロック１２０、第２ＡＦＥブロック１３０、第１電圧出力回路１４１、および第２電圧出力回路１４２を備える。 ［００１３］ 静電容量検出部１１０は、検出電極１１１およびアクティブシールド電極１１２を有する。検出電極１１１は、導電性を有する素材が用いられて形成される、薄板状且つ帯状（長手形状）の部材である。検出電極１１１は、対象物１０との間の静電容量を検出する。具体的には、検出電極１１１は、対象物１０が近接することにより、対象物１０との間の静電容量が変化する。本実施形態では、検出電極１１１は、抵抗性を有するＩＴＯ（Indium Tin Oxide）により構成される。これにより、検出電極１１１は、その長手方向における一端とその他端との間に、抵抗傾斜を有するものとなっている。また、本実施形態では、検出電極１１１は、その一端と他端との間に、５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下の抵抗値を有する。 ［００１４］ アクティブシールド電極１１２は、導電性を有する素材が用いられて形成される、薄板状且つ帯状の部材である。アクティブシールド電極１１２は、検出電極１１１に近接して配置されている。本実施例においては、アクティブシールド電極１１２は、検出電極１１１の裏側に重ねて設けられる。アクティブシールド電極１１２は、第１電圧出力回路１４１および第２電圧出力回路１４２から交流電圧が供給されることにより、検出電極１１１と同電位に駆動される。また、アクティブシールド電極１１２は、検出電極１１１との間の静電容量Ｃｒｓが３０ｐＦ以上１３０ｐＦ以下となるように配置されている。なお、図１において、第１電圧出力回路１４１と第２電圧出力回路１４２とは、別々の電圧出力回路であるかのように記載されているが、１つの電圧出力回路を第１電圧出力回路１４１と第２電圧出力回路１４２とに用いてもよい。 ［００１５］ 第１ＡＦＥブロック１２０は、静電容量検出部１１０の一端に接続されている。第１ＡＦＥブロック１２０は、静電容量検出部１１０の一端側から、検出電極１１１と対象物１０との間の静電容量を検出する。第１ＡＦＥブロック１２０は、ＡＴＴ１２１および第１演算増幅器１２２を有する。ＡＴＴ１２１は、「第１調整回路」の一例であり、第１電圧出力回路１４１により出力された交流電圧の振幅を調整する。言い換えれば、ＡＴＴ１２１は、第１電圧出力回路１４１から出力されてアクティブシールド電極１１２の一端に供給される交流電圧の振幅を調整する。第１演算増幅器１２２は、検出電極１１１の一端に接続される反転入力端子（－）と、ＡＴＴ１２１により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子（＋）との電圧差を増幅して、出力信号ＡＦＥＯＵＴ１として、上位のコントローラ（図示省略）へ出力する。 ［００１６］ 第２ＡＦＥブロック１３０は、静電容量検出部１１０の他端に接続されている。第２ＡＦＥブロック１３０は、静電容量検出部１１０の他端側から、検出電極１１１と対象物１０との間の静電容量を検出する。第２ＡＦＥブロック１３０は、ＡＴＴ１３１および第２演算増幅器１３２を有する。ＡＴＴ１３１は、「第２調整回路」の一例であり、第２電圧出力回路１４２により出力された交流電圧の振幅を調整する。言い換えれば、ＡＴＴ１３１は、第２電圧出力回路１４２から出力されてアクティブシールド電極１１２の他端に供給される交流電圧の振幅を調整する。なお、第１電圧出力回路１４１と第２電圧出力回路１４２とが同一（単一）の電圧出力回路により構成されている場合には、ＡＴＴ１３１は、第１電圧出力回路１４１により出力された交流電圧の振幅を調整すると言える。第２演算増幅器１３２は、検出電極１１１の他端に接続される反転入力端子（－）と、ＡＴＴ１３１により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子（＋）との電圧差を増幅して、出力信号ＡＦＥＯＵＴ２として、上位のコントローラへ出力する。 …（中略）… ［００２２］ （静電容量値の変化の一例） 図３は、一実施形態に係る第１ＡＦＥブロック１２０および第２ＡＦＥブロック１３０によって検出される静電容量値の変化の一例を示す図である。既に説明したとおり、検出電極１１１は、一端と他端との間で、抵抗傾斜を有する。」 「【図３】 ［図：0001438702000002.jpg］ 」 「［００２３］ このため、検出電極１１１における対象物１０の近接位置が、検出電極１１１の一端（図３に示すＢ）に近づくにつれて、検出電極１１１の一端と対象物１０との間の抵抗値が徐々に小さくなり、すなわち、検出電極１１１の一端側に設けられた第１ＡＦＥブロック１２０によって検出される静電容量値（図３において実線で示されている）が徐々に大きくなる。 ［００２４］ 反対に、検出電極１１１における対象物１０の近接位置が、検出電極１１１の一端（図３に示すＢ）に近づくにつれて、検出電極１１１の他端（図３に示すＡ）と対象物１０との間の抵抗値が徐々に大きくなり、すなわち、検出電極１１１の他端側に設けられた第２ＡＦＥブロック１３０によって検出される静電容量値（図３において点線で示されている）が徐々に小さくなる。 ［００２５］ したがって、上位のコントローラは、第１ＡＦＥブロック１２０によって検出される静電容量値と、第２ＡＦＥブロック１３０によって検出される静電容量値との比によって、検出電極１１１における対象物１０の近接位置を特定することができる。 ［００２６］ （出力電圧値の変化の一例） 図４は、一実施形態に係る第１ＡＦＥブロック１２０および第２ＡＦＥブロック１３０による出力電圧値の変化の一例を示す図である。」 「【図４】 ［図：0001438702000003.jpg］ 」 「［００２７］ 本実施形態では、第１ＡＦＥブロック１２０および第２ＡＦＥブロック１３０に供給される電圧は、ホバー検出を行うことが可能な電圧の最小値である５Ｖである。図４に示す例では、第１ＡＦＥブロック１２０および第２ＡＦＥブロック１３０の出力電圧値の動作範囲として、０－４Ｖが使用されている。 ［００２８］ そのうち、検出電極１１１の浮遊容量に応じて発生するオフセット電圧の電圧範囲として、０－２Ｖが使用されている。また、対象物１０の検出位置に応じて電圧値が直線的に変化する検出領域の電圧範囲として、２－４Ｖが使用されている。 ［００２９］ すなわち、一実施形態に係る第１ＡＦＥブロック１２０および第２ＡＦＥブロック１３０において、出力電圧値から、ホバー操作を含めた対象物１０の位置検出を良好に行うためには、検出領域の電圧範囲として、２Ｖの電圧範囲が必要である。このためには、オフセット電圧の電圧範囲を、２Ｖ以下に抑える必要がある。 ［００３０］ （抵抗値Ｒｐおよび静電容量Ｃｒｓの好適な範囲） 図５は、一実施形態に係る静電容量検出部１１０（図２に示す積層構造を有する）における、オフセット電圧の電圧範囲が２Ｖ以下となる領域（抵抗値の範囲および静電容量値の範囲）の、シミュレーション結果を示す図である。」 「【図５】 ［図：0001438702000004.jpg］ 」 「［００３１］ 図５に示すグラフおいて、縦軸は、検出電極１１１の一端から他端までの抵抗値Ｒｐを示す。また、図５に示すグラフおいて、横軸は、検出電極１１１とアクティブシールド電極１１２との間の静電容量Ｃｒｓを示す。 ［００３２］ 図５に示すシミュレーション結果によれば、一実施形態に係る第１ＡＦＥブロック１２０および第２ＡＦＥブロック１３０は、検出電極１１１の一端から他端までの抵抗値Ｒｐを、５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下とし、検出電極１１１とアクティブシールド電極１１２との間の静電容量Ｃｒｓを、３０ｐＦ以上１３０ｐＦ以下とすることにより、オフセット電圧の電圧範囲を２Ｖ以下とすることができる。これにより、一実施形態に係る静電容量検出装置１００は、第１ＡＦＥブロック１２０および第２ＡＦＥブロック１３０の出力電圧値から、ホバー操作を含めた対象物１０の位置検出を、良好に行うことができる。 ［００３３］ 実際の製品においては、抵抗値Ｒｐおよび静電容量Ｃｒｓは、検出電極１１１のサイズ、検出電極１１１とアクティブシールド電極１１２とのギャップ等が調整されることにより、上記した好適な範囲となるように調整される。 ［００３４］ ここで、抵抗値Ｒｐおよび静電容量Ｃｒｓが、上記した好適な範囲外である場合について説明する。 ［００３５］ 例えば、抵抗値Ｒｐが５ｋΩ未満の場合、オフセット電圧が２Ｖに収まらなくなり、センサーの検出範囲が縮小する虞がある。また、抵抗値Ｒｐが５ｋΩ未満の場合、対象物１０の近接位置の変化による静電容量値の変化が小さすぎて、静電容量値から対象物１０の近接位置を高精度に検出できなくなる虞がある。 ［００３６］ また、抵抗値Ｒｐが、抵抗値２７０ｋΩ以上の場合、オフセット電圧が２Ｖに収まらなくなり、センサーの検出範囲が縮小する虞がある。また、抵抗値Ｒｐが、抵抗値２７０ｋΩ以上の場合、抵抗値が高すぎて、静電容量の変化が直線的ではなくなり、静電容量値から対象物１０の近接位置を高精度に検出できなくなる虞がある。また、抵抗値Ｒｐが、抵抗値２７０ｋΩ以上の場合、検出電極１１１のインピーダンスが高いためＳＮ比が劣化する虞がある。 ［００３７］ また、静電容量Ｃｒｓが３０ｐＦ未満の場合、オフセット電圧が２Ｖに収まらなくなり、センサーの検出範囲が縮小する虞がある。この範囲を拡大するためには、ＩＣ内部のアクティブシールド電極１１２のレベルシフトコンデンサの値を大きくしなければならず、ＩＣ設計上の制約になる虞がある。 ［００３８］ また、静電容量Ｃｒｓが静電容量１３０ｐＦ以上の場合、オフセット電圧が２Ｖに収まらなくなり、センサーの検出範囲が縮小する虞がある。この場合、ＩＣ内部の調整コンデンサの値は小さくなる方向でＩＣ設計上の制約とはならないが、静電容量による位相遅れによってオフセットが取り切れなくなる虞がある。この場合、位相調整回路を追加すれば改善できるが、回路規模が増加する虞がある。」 ３ 当審拒絶理由通知における拒絶の理由の概要 当審拒絶理由通知における拒絶の理由のうち、本願の補正前の請求項１に係る発明に対する理由（進歩性の欠如）の概要は、次のとおりである。 理由１（進歩性の欠如） 本願発明は、優先日前に発行された下記の引用文献に記載された発明に基づいて、優先日前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法２９条２項の規定により特許を受けることができない。 記 ２．国際公開第２０１８／１１６７０６号 ４．国際公開第２０１９／０６４８５８号（主たる引用文献） ４ 引用文献４の記載事項及び引用発明の認定 (１) 引用文献４に記載された事項 当審拒絶理由通知における拒絶の理由において引用された、本願の優先日前に発行された文献である国際公開第２０１９／０６４８５８号（以下「引用文献４」という。）には、次の記載がある。なお、当合議体により、後記(２)の引用発明の認定に直接用いる記載に下線を付した。 ア 段落［００１１］～［００２８］、［図１］～［図８］ 「［００１１］ 〔第１の実施の形態〕 第１の実施の形態における操作入力装置について説明する。本実施の形態における操作入力装置は、自動車等のドアに取り付けられているドアハンドルに内蔵されているものであり、操作情報を入力する機能を有している。 ［００１２］ 具体的には、本実施の形態における操作入力装置は、図１に示すように、自動車等のドア１０に取り付けられているドアハンドル１００である。このドアハンドル１００の内部には、図２に示されるように、静電容量を検出するためのセンサ１１０が内蔵されている。このセンサ１１０は略長方形の形状の抵抗体であり、センサ１１０の長手方向の長さはＬであり、長手方向における一方の端部１１０ａと他方の端部１１０ｂとの間の抵抗は、５ｋΩ以上３００ｋΩが好ましい。尚、本実施の形態においては、センサ１１０の面方向に平行な長手方向をＸ方向とし、センサ１１０の面に垂直な方向、即ち、センサ１１０の長手方向に垂直な方向をＹ方向として記載する場合がある。」 「［図１］ ［図：0001438702000005.jpg］ ［図２］ ［図：0001438702000006.jpg］ 」 「［００１３］ 本実施の形態においては、図３に示すように、センサ１１０の一方の端部１１０ａには、第１の電流計１２１を介し第１の交流電源１３１が接続されている。即ち、センサ１１０の一方の端部１１０ａと第１の交流電源１３１との間には、第１の電流計１２１が接続されている。また、センサ１１０の他方の端部１１０ｂには、第２の電流計１２２を介し第２の交流電源１３２が接続されている。即ち、センサ１１０の他方の端部１１０ｂと第２の交流電源１３２との間には、第２の電流計１２２が接続されている。また、第１の電流計１２１及び第２の電流計１２２には、制御部１５０に接続されている。尚、第１の交流電源１３１及び第２の交流電源１３２は、電源部と記載する場合があり、第１の電流計１２１及び第２の電流計１２２は、移動電荷量を測定するものであるため、第１の電荷量測定部及び第２の電荷量測定部と記載する場合がある。」 「［図３］ ［図：0001438702000007.jpg］ 」 「［００１４］ 本実施の形態におけるドアハンドル１００では、第１の交流電源１３１によりセンサ１１０の一方の端部１１０ａに交流電圧が供給されており、センサ１１０の一方の端部１１０ａに供給される交流電流の電流量は、第１の電流計１２１により測定することができる。また、第２の交流電源１３２によりセンサ１１０の他方の端部１１０ｂに交流電圧が供給されており、センサ１１０の他方の端部１１０ｂに供給される交流電流の電流量は、第２の電流計１２２により測定することができる。 ［００１５］ 本実施の形態においては、第１の交流電源１３１及び第２の交流電源１３２は、同じ周波数であって、同じ位相で、同じ電圧の振幅の交流電圧を出力している。また、第１の交流電源１３１と第２の交流電源は単一電源として共用する事もできる。従って、図４Ａに示すように、ドアハンドル１００の近傍に何も存在していない状態においては、ドアハンドル１００に内蔵されているセンサ１１０の一方の端部１１０ａ及び他方の端部１１０ｂには電流は殆ど流れない。このため、第１の電流計１２１及び第２の電流計１２２においては電流は検出されない。」 「［図４Ａ］ ［図：0001438702000008.jpg］ 」 「［００１６］ これに対し、図４Ｂに示すように、ドアハンドル１００の近傍に指２００が近づいた場合には、指２００は導電性を有しているため、指２００とセンサ１１０との間に静電容量が形成され、第１の交流電源１３１及び第２の交流電源１３２よりセンサ１１０に電流が流れる。この際、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃと一方の端部１１０ａとの間が抵抗となり、指２００に最も近いセンサ１１０の部分と他方の端部１１０ｂとの間が抵抗となる。」 「［図４Ｂ］ ［図：0001438702000009.jpg］ 」 「［００１７］ このため、第１の交流電源１３１から供給される交流電流は、センサ１１０の一方の端部１１０ａを通り、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃに向かう。従って、第１の交流電源１３１から供給される交流電流は、センサ１１０の一方の端部１１０ａと、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃとの間に形成される抵抗を通る。また、第２の交流電源１３２から供給される交流電流は、センサ１１０の他方の端部１１０ｂを通り、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃに向かう。従って、第２の交流電源１３２から供給される交流電流は、センサ１１０の他方の端部１１０ｂと、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃとの間に形成される抵抗を通る。よって、図４Ｂに示されるように、センサ１１０に指２００を近づけた場合には、センサ１１０の一方の端部１１０ａには、第１の交流電源１３１より交流電流Ｉａが流れ、センサ１１０の他方の端部１１０ｂには、第２の交流電源１３２より交流電流Ｉｂが流れる。尚、本実施の形態における操作入力装置は、指２００により操作されるものであるため、指２００を操作体と記載する場合がある。 ［００１８］ 従って、図５Ａに示すように、センサ１１０と指２００との距離Ｙが短い場合、センサ１１０と指２００との間に形成される静電容量の値は大きいため、流れる交流電流Ｉａ及び交流電流Ｉｂの値は大きく、交流電流の和Ｉｓ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）の値も大きくなる。図５Ｂは、交流電流Ｉａ、交流電流Ｉｂ、及び、交流電流の和Ｉｓ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）の値の様子を示す図である。また、図６Ａに示すように、センサ１１０と指２００との距離Ｙが長い場合、センサ１１０と指２００との間に形成される静電容量の値は小さいため、流れる交流電流Ｉａ及び交流電流Ｉｂの値は小さく、交流電流の和Ｉｓ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）の値も小さくなる。図６Ｂは、交流電流Ｉａ、交流電流Ｉｂ、及び、交流電流の和Ｉｓ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）の値の様子を示す図である。」 「［図５Ａ］ ［図：0001438702000010.jpg］ 」 「［図５Ｂ］ ［図：0001438702000011.jpg］ 」 「［図６Ａ］ ［図：0001438702000012.jpg］ 」 「［図６Ｂ］ ［図：0001438702000013.jpg］ 」 「［００１９］ このように交流電流の和Ｉｓ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）の値と、センサ１１０と指２００との間の距離Ｙとの間には相関関係があり、センサ１１０と指２００との間の距離Ｙが長いと交流電流の和Ｉｓは小さく、距離Ｙが短いと交流電流の和Ｉｓは大きくなる。具体的には、交流電流の和Ｉｓは、距離Ｙの累乗に反比例の関係にあることが、経験上知見として得られており、センサ１１０と指２００との間の距離Ｙと交流電流の和Ｉｓとは、図７に示されるような関係にある。これを数式により表すと、数１に示される式となる。Ａ、Ｂは定数である。 ［００２０］ ［数１］ ［図：0001438702000014.jpg］ 」 「［図７］ ［図：0001438702000015.jpg］ 」 「［００２１］ 以上のように、第１の電流計１２１により測定される交流電流Ｉａと、第２の電流計１２２により測定される交流電流Ｉｂとの和Ｉｓの値より、センサ１１０と指２００との距離Ｙを算出することができる。 ［００２２］ （操作入力装置による指の位置の検出方法） 次に、本実施の形態における操作入力装置による指の位置の検出方法について図８に基づき説明する。尚、制御部１５０等には、数１に示す式、または、図７に示されるように、センサ１１０と指２００との間の距離Ｙと交流電流の和Ｉｓとの相関関係に関する情報が予め記憶されているものとする。また、下記の制御は、制御部１５０において行われるものとする。」 「［図８］ ［図：0001438702000016.jpg］ 」 「［００２３］ 最初に、ステップ１０２（Ｓ１０２）において、交流電流Ｉａ、Ｉｂを測定する。具体的には、第１の電流計１２１により交流電流Ｉａを測定し、第２の電流計１２２により交流電流Ｉｂを測定する。 ［００２４］ 次に、ステップ１０４（Ｓ１０４）において、交流電流Ｉａと交流電流Ｉｂより交流電流の和Ｉｓ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）を算出する。 ［００２５］ 次に、ステップ１０６（Ｓ１０６）において、交流電流の和Ｉｓより、センサ１１０から指２００までの距離Ｙを算出する。 ［００２６］ 以上により、本実施の形態における操作入力装置により指の位置、即ち、本実施の形態における操作入力装置におけるセンサ１１０から指２００までの距離Ｙを算出することができる。 ［００２７］ 本実施の形態においては、センサ１１０の面積が大きく、指２００とセンサ１１０との間の静電容量は大きくなるため、高い精度で、指の位置を検出することができる。 ［００２８］ また、本実施の形態における操作入力装置は、簡単な構造であり、センサ１１０から指２００が離れても操作情報入力することが可能である。従って、指２００の操作範囲があまり限定されることはなく、様々な操作情報を入力することができる。」 イ 段落［００２９］～［００３２］、［図９］～［図１１］ 「［００２９］ 〔第２の実施の形態〕 次に、第２の実施の形態について説明する。本実施の形態は、指等のＸ方向及びＹ方向の位置を検出することにより、指等によるジェスチャー検出を行うものである。 ［００３０］ 図４Ｂに示されるように、センサ１１０に対する指２００の位置により、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃとセンサ１１０の一方の端部１１０ａとの間における抵抗の抵抗値、及び、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃとセンサ１１０の他方の端部１１０ｂとの間における抵抗の抵抗値が変化する。具体的には、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃとセンサ１１０の一方の端部１１０ａとの距離が短いと抵抗値は低く、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃとセンサ１１０の一方の端部１１０ａとの距離が長いと抵抗値は高くなる。同様に、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃとセンサ１１０の他方の端部１１０ｂとの距離が短いと抵抗値は低く、指２００に最も近いセンサ１１０の部分１１０ｃとセンサ１１０の他方の端部１１０ｂとの距離が長いと抵抗値は高くなる。 ［００３１］ 抵抗に同じ電圧を印加した場合、抵抗値の低い抵抗には、抵抗値の高い抵抗より電流が多く流れる。従って、センサ１１０に近づいている指２００の位置が、センサ１１０の他方の端部１１０ｂよりも一方の端部１１０ａに近い場合には、交流電流Ｉａは交流電流Ｉｂよりも多く流れる。また、センサ１１０の一方の端部１１０ａよりも他方の端部１１０ｂに近い場合には、交流電流Ｉｂは交流電流Ｉａよりも多く流れる。 ［００３２］ 具体的には、図９Ａに示されるように、センサ１１０の一方の端部１１０ａの近傍に指２００が存在している場合には、図９Ｂに示されるように、交流電流Ｉａは交流電流Ｉｂよりも多く流れる。また、図１０Ａに示されるように、センサ１１０の一方の端部１１０ａと他方の端部１１０ｂとの中間の近傍に指２００が存在している場合には、図１０Ｂに示されるように、交流電流Ｉａと交流電流Ｉｂとは略同じとなる。また、図１１Ａに示されるように、センサ１１０の他方の端部１１０ｂの近傍に指２００が存在している場合には、図１１Ｂに示されるように、交流電流Ｉａよりも、交流電流Ｉｂは多く流れる。従って、交流電流Ｉａと交流電流Ｉｂとの比率に基づき、センサ１１０の一方の端部１１０ａから指２００までのＸ方向における距離Ｘを算出することができる。」 「［図９Ａ］ ［図：0001438702000017.jpg］ ［図９Ｂ］ ［図：0001438702000018.jpg］ ［図１０Ａ］ ［図：0001438702000019.jpg］ ［図１０Ｂ］ ［図：0001438702000020.jpg］ ［図１１Ａ］ ［図：0001438702000021.jpg］ ［図１１Ｂ］ ［図：0001438702000022.jpg］ 」 ウ 段落［００５３］～［００５６］、［図１７］ 「［００５３］ 〔第３の実施の形態〕 次に、第３の実施の形態について説明する。本実施の形態は、図１７に示されるようにセンサ１１０の裏側に集積回路１６０が設置されており、センサ１１０と集積回路１６０との間には、シールド電極１７０が設けられている構造のものである。センサ１１０とシールド電極１７０との間には絶縁層１７１が形成されており、集積回路１６０は絶縁体により形成された基板１７２の一方の面１７２ａに設置されており、シールド電極１７０は基板１７２の他方の面１７２ｂに形成されている。集積回路１６０には、制御部１５０等の他、センサ１１０における検出に用いられる電子回路が設けられている。」 「［図１７］ ［図：0001438702000023.jpg］ 」 「［００５４］ 本実施の形態においては、シールド電極１７０には、第１の交流電源１３１及び第２の交流電源１３２より供給される交流と同じ位相であって、同じ電圧の振幅の交流が供給されている。これによりセンサ１１０の裏面側からのノイズの影響を抑制することができるとともに、ダイナミックレンジを増やすことができるため、センサ１１０における感度を向上させることができる。 ［００５５］ 尚、上記以外の内容については、第１または第２の実施の形態と同様である。 ［００５６］ 実施の形態においては、基板のほぼ端部となるセンサの端部に交流電源を接続した場合について説明したが、センサの途中に接続されてもよい。その場合には、その接続部分が、上記において説明した実施の形態におけるセンサの端部に相当する。」 (２) 引用発明の認定 前記(１)に摘記した引用文献４の記載事項を総合すると、引用文献４には、実施例（［図３］）に係る次の発明（以下「引用発明」という。）が記載されていると認められる。なお、認定の根拠となる記載箇所を括弧内に示した。 ＜引用発明＞ 「略長方形の形状の抵抗体であり、静電容量を検出するためのセンサ１１０が内蔵されている操作入力装置であって、（［００１２］） 操作入力装置は、自動車等のドアに取り付けられているドアハンドルに内蔵されているものであり、（［００１１］） センサ１１０の長手方向における一方の端部１１０ａと他方の端部１１０ｂとの間の抵抗は、５ｋΩ以上３００ｋΩが好ましく、（［００１２］） センサ１１０の一方の端部１１０ａには、第１の電流計１２１を介し第１の交流電源１３１が接続され、他方の端部１１０ｂには、第２の電流計１２２を介し第２の交流電源１３２が接続され、（［００１３］） ドアハンドル１００では、第１の交流電源１３１によりセンサ１１０の一方の端部１１０ａに交流電圧が供給されており、センサ１１０の一方の端部１１０ａに供給される交流電流の電流量は、第１の電流計１２１により測定することができ、また、第２の交流電源１３２によりセンサ１１０の他方の端部１１０ｂに交流電圧が供給されており、センサ１１０の他方の端部１１０ｂに供給される交流電流の電流量は、第２の電流計１２２により測定することができるものであり、（［００１４］） ドアハンドル１００の近傍に指２００が近づいた場合には、指２００は導電性を有しているため、指２００とセンサ１１０との間に静電容量が形成され、第１の交流電源１３１及び第２の交流電源１３２よりセンサ１１０に電流が流れ、（［００１６］） センサ１１０に指２００を近づけた場合には、センサ１１０の一方の端部１１０ａには、第１の交流電源１３１より交流電流Ｉａが流れ、他方の端部１１０ｂには、第２の交流電源１３２より交流電流Ｉｂが流れ、（［００１７］） 第１の電流計１２１により測定される交流電流Ｉａと、第２の電流計１２２により測定される交流電流Ｉｂとの和Ｉｓの値より、センサ１１０と指２００との距離Ｙを算出する、（［００２１］） 操作入力装置。」 ５ 引用文献２の記載事項及び引用文献２技術事項の認定 (１) 引用文献２に記載された事項 当審拒絶理由通知における拒絶の理由において引用された、本願の優先日前に発行された文献である国際公開第２０１８／１１６７０６号（以下「引用文献２」という。）には、次の記載がある。なお、下線は当合議体が付したものである。 ア 段落［０００２］、［０００３］ 「［０００２］ 指などの対象物の近接を静電容量に基づいて検出するタッチセンサやタッチパッドなどの入力装置が知られている。入力装置に用いられる静電容量の検出方式には、一般に、相互容量式と自己容量式がある。相互容量式では、交差して配置された２つの電極間の静電容量が検出され、自己容量式では、グランドに対する検出電極の静電容量が検出される。 ［０００３］ 自己容量式は、相互容量式に比べて静電容量の検出感度が高いという利点を有する。しかしながら、グランドと検出電極の間に容量の大きな寄生キャパシタが存在すると、検出結果の信号に寄生キャパシタの成分が大きな割合を占めるようになり、検出対象の容量成分のダイナミックレンジが小さくなるため、検出感度が低下する。また、寄生キャパシタの容量変動がノイズとなり、静電容量の検出精度が低下する。」 イ 段落［０００９］ 「［０００９］ 本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、寄生キャパシタの影響による検出感度や検出精度の低下を抑制できる静電容量検出装置と、これを備えた入力装置を提供することにある。」 ウ 段落［００４３］～［００６８］、［図１］～［図３］ 「［００４３］ ＜第１の実施形態＞ 図１は、本発明の実施形態に係る入力装置の構成の一例を示す図である。図１に示す入力装置は、センサ部１と、静電容量検出装置２と、処理部３と、記憶部４と、インターフェース部５を有する。」 「［図１］ ［図：0001438702000024.jpg］ 」 「［００４４］ 本実施形態に係る入力装置は、指やペンなどの対象物６がセンサ部１に近接した場合に、センサ部１に設けられた電極と対象物との間の静電容量を検出し、この検出結果に基づいて、対象物６の近接に応じた情報を入力する。例えば入力装置は、センサ部１に対する対象物６の近接の有無や、センサ部１と対象物６との距離などの情報を、静電容量の検出結果に基づいて取得する。入力装置は、例えばタッチセンサやタッチパッドなどのユーザーインターフェース装置に適用される。なお、本明細書における「近接」とは、近くにあることを意味しており、近接する物同士の接触の有無を限定しない。 ［００４５］ センサ部１は、指やペンなどの対象物６の近接を検出するための検出電極Ｅｓと、検出電極Ｅｓに近接して配置されたシールド電極Ｅａを有する。検出電極Ｅｓは、センサ部１において対象物が近接する領域に配置される。例えば、対象物６の検出領域の表面が絶縁性のカバー層で覆われており、カバー層より下層側に検出電極Ｅｓが配置される。シールド電極Ｅａは、対象物６以外の導体と検出電極Ｅｓとの静電結合を防止するための静電シールドであり、対象物６の検出領域において検出電極Ｅｓよりも下層側に配置される。 ［００４６］ 図１に示すように、検出電極Ｅｓと対象物６との間には、静電容量の検出対象であるキャパシタＣｒｇが形成される。シールド電極Ｅａと検出電極Ｅｓとの間には、キャパシタＣｒｓ（シールド電極側キャパシタ）が形成される。また、検出電極Ｅｓとグランドとの間には、寄生キャパシタＣｒｇｌが形成される。 ［００４７］ 静電容量検出装置２は、対象物６と検出電極Ｅｓとの間に形成されるキャパシタＣｒｇの静電容量を検出し、その検出結果を示す信号Ｄｓを出力する。 ［００４８］ 処理部３は、入力装置の全体的な動作を制御する回路であり、例えば、記憶部４に格納されるプログラムの命令コードに従って処理を実行するコンピュータや、特定の機能を実現するロジック回路を含む。処理部３の処理は、コンピュータにおいてプログラムに基づいて実現してもよいし、少なくとも一部を専用のロジック回路で実現してもよい。 ［００４９］ 処理部３は、静電容量検出装置２にから出力される検出結果の信号Ｄｓに基づいて、対象物６がセンサ部１に近接しているか否かの判定や、対象物６とセンサ部１との距離の算出を行う。なお、後述する図９等の実施形態のように、センサ部１は複数の検出電極Ｅｓを含んでいてもよく、静電容量検出装置２は複数の検出電極Ｅｓの各々についてキャパシタＣｒｇの静電容量の検出を行ってもよい。この場合、処理部３は、各検出電極Ｅｓについて得られた検出結果の信号Ｄｓに基づいて、センサ部１における対象物６の近接位置や、対象物６の大きさなどを算出してもよい。 ［００５０］ また、処理部３は、外来ノイズの影響による静電容量検出装置２の検出感度の低下を回避するため、後述する静電容量検出装置２の第１交流電圧Ｖ１の周波数を変更する処理も行う。 ［００５１］ 記憶部４は、処理部３を構成するコンピュータのプログラムや、処理部３において処理に使用されるデータ、処理の過程で一時的に保持されるデータなどを記憶する。記憶部４は、例えばＤＲＡＭやＳＲＡＭ、フラッシュメモリ、ハードディスクなど、任意の記憶デバイスを用いて構成される。 ［００５２］ インターフェース部５は、入力装置と他の装置（例えば入力装置を搭載する電子機器のホストコントローラなど）との間でデータをやり取りするための回路である。処理部３は、静電容量検出装置２の検出結果に基づいて得られた情報（対象物６の有無、対象物６の近接位置、対象物６との距離、対象物６の大きさなど）を、インターフェース部５によって図示しない上位装置に出力する。上位装置では、これらの情報を用いて、例えばポインティング操作やジェスチャ操作などを認識するユーザーインターフェースが構築される。 ［００５３］ 次に、静電容量検出装置２の構成について説明する。図２は、第１の実施形態に係る静電容量検出装置２の構成の一例を示す図である。図２に示す静電容量検出装置２は、第１交流電圧Ｖ１を出力する第１電圧出力回路２１と、第２交流電圧Ｖ２を出力する第２電圧出力回路２２と、駆動電流Ｉｓを出力する電流出力回路２３と、減算回路２４と、Ａ／Ｄ変換器２５と、信号処理部２６を有する。」 「［図２］ ［図：0001438702000025.jpg］ 」 「［００５４］ 第１電圧出力回路２１は、シールド電極Ｅａに供給される第１交流電圧Ｖ１を出力する。例えば第１電圧出力回路２１は、一定の振幅及び周波数を持つ正弦波の第１交流電圧Ｖ１を発生する。 ［００５５］ また、第１電圧出力回路２１は、処理部３の制御に従って第１交流電圧Ｖ１の周波数を変更することが可能である。外来ノイズの周波数と第１交流電圧Ｖ１の周波数とが近いことによる検出感度の低下を回避するため、処理部３は第１交流電圧Ｖ１の周波数を変更する制御を行う。 ［００５６］ 第２電圧出力回路２２は、周波数と位相が第１交流電圧Ｖ１に等しく、かつ、振幅が第１交流電圧Ｖ１より小さい第２交流電圧Ｖ２を出力する。第２交流電圧Ｖ２の振幅は、キャパシタＣｒｓ（シールド電極側キャパシタ）に流れる電流Ｉ２と寄生キャパシタＣｒｇｌに流れる電流Ｉ３とが相殺されるように調整される。すなわち、第２電圧出力回路２２は、検出電極Ｅｓに近接する対象物６が存在しない状態（キャパシタＣｒｇの静電容量がゼロの状態）における電流出力回路２３の駆動電流Ｉｓがゼロになるように振幅が調整された第２交流電圧Ｖ２を出力する。 ［００５７］ 第２電圧出力回路２２は、例えば減衰器であり、第１交流電圧Ｖ１を減衰させた電圧を第２交流電圧Ｖ２として出力する。図２の例において、第２電圧出力回路２２は、第１キャパシタＣａ及び第２キャパシタＣｂの直列回路を含む。第１電圧出力回路２１は、この直列回路の両端に第１交流電圧Ｖ１を印加する。第１交流電圧Ｖ１が第１キャパシタＣａ及び第２キャパシタＣｂにより分圧されることで、第２キャパシタＣｂに第２交流電圧Ｖ２が生じる。第１キャパシタＣａの一方の端子が第１電圧出力回路２１の出力に接続され、第１キャパシタＣａの他方の端子が第２キャパシタＣｂの一方の端子に接続され、第２キャパシタＣｂの他方の端子がグランドに接続される。 ［００５８］ 第１キャパシタＣａ及び第２キャパシタＣｂの静電容量比は、キャパシタＣｒｓ（シールド電極側キャパシタ）に流れる電流Ｉ２と寄生キャパシタＣｒｇｌに流れる電流Ｉ３とが相殺されるように調整される。すなわち、第１キャパシタＣａ及び第２キャパシタＣｂの静電容量比は、検出電極Ｅｓに近接する対象物６が存在しない状態における駆動電流Ｉｓがゼロになるように調整された値を持つ。後述する式（１２）において示すように、第２キャパシタＣｂと第１キャパシタＣａとの静電容量比が、寄生キャパシタＣｒｇｌとキャパシタＣｒｓとの静電容量比に一致した場合、キャパシタＣｒｓに流れる電流Ｉ２と寄生キャパシタＣｒｇｌに流れる電流Ｉ３とが相殺される。 ［００５９］ 図２の例において、第１キャパシタＣａの静電容量値は一定であり、第２キャパシタＣｂの静電容量値が調整される。すなわち、第２キャパシタＣｂは、検出電極Ｅｓに近接する対象物６が存在しない状態における駆動電流Ｉｓがゼロになるように調整された静電容量値を持つ。第２キャパシタＣｂは、可変容量のディスクリート部品でもよいし、ＩＣ内部の半導体チップ等に形成される部品でもよい。後者の場合、例えば第２キャパシタＣｂは、並列に接続された複数のキャパシタにより構成されており、レーザートリミング等で並列接続されるキャパシタの数を選択することにより静電容量値が調整される。 ［００６０］ 電流出力回路２３は、検出電極Ｅｓの電圧と第２交流電圧Ｖ２との電圧差が小さくなるように検出電極Ｅｓへ駆動電流Ｉｓを出力するとともに、駆動電流Ｉｓに応じた検出信号Ｖｏを出力する。 ［００６１］ 図２の例において、電流出力回路２３は、演算増幅器ＯＰ１と帰還キャパシタＣａｇと帰還抵抗Ｒａｇを含む。演算増幅器ＯＰ１は、検出電極Ｅｓに接続される反転入力端子と第２交流電圧Ｖ２が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅し、この増幅結果を検出信号Ｖｏとして出力する。帰還キャパシタＣａｇは、演算増幅器ＯＰ１の検出信号Ｖｏの出力端子と反転入力端子との間の経路に設けられる。帰還抵抗Ｒａｇは、帰還キャパシタＣａｇと並列に接続される。 ［００６２］ 図２の例において、帰還キャパシタＣａｇの静電容量値及び帰還抵抗Ｒａｇの抵抗値はそれぞれ調整可能である。これらの素子の値を調整することにより、第１交流電圧Ｖ１及び第２交流電圧Ｖ２と検出信号Ｖｏとの位相差や、キャパシタＣｒｇの静電容量値に対する検出信号Ｖｏの振幅のゲインが調整される。帰還キャパシタＣａｇ及び帰還抵抗Ｒａｇは、例えば素子値の調整が可能なディスクリート部品でもよいし、レーザートリミング等によって素子値の調整が可能なＩＣ内部の部品でもよい。 ［００６３］ 減算回路２４は、検出電極Ｅｓに近接する対象物６が存在しない状態において演算増幅器ＯＰ１から検出信号Ｖｏとして出力される交流電圧に相当する基準交流電圧を、検出信号Ｖｏから減算する。この減算により、キャパシタＣｒｇの静電容量に概ね比例した振幅を持つ交流電圧が得られる。減算回路２４は、例えば全作動増幅器を含んでおり、検出信号Ｖｏから基準交流電圧を減算した結果を差動信号Ｖｍとして出力する。 ［００６４］ 図３は、減算回路２４の構成の一例を示す図である。図３の例において、減算回路２４は、全差動増幅器２４１と、抵抗Ｒ１～Ｒ７と、キャパシタＣ１～Ｃ３を有する。キャパシタＣ１は、全差動増幅器２４１の反転入力端子と非反転出力端子との間に接続される。キャパシタＣ２は、全差動増幅器２４１の非反転入力端子と反転出力端子との間に接続される。全差動増幅器２４１の反転入力端子には、直列に接続された抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４を介して検出信号Ｖｏが入力される。抵抗Ｒ３の一端に検出信号Ｖｏが入力され、抵抗Ｒ４の一端に全差動増幅器２４１の反転入力端子が接続される。抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４の接続中点は、抵抗Ｒ１を介して全差動増幅器２４１の非反転出力端子に接続される。全差動増幅器２４１の非反転入力端子には、直列に接続された抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６を介して第２交流電圧Ｖ２が入力される。抵抗Ｒ５の一端に第２交流電圧Ｖ２が入力され、抵抗Ｒ６の一端に全差動増幅器２４１の非反転入力端子が接続される。抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の接続中点は、抵抗Ｒ２を介して全差動増幅器２４１の反転出力端子に接続される。キャパシタＣ３は、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４の接続中点と抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の接続中点との間に接続される。また、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の接続中点には、抵抗Ｒ７を介して直流のバイアス電圧Ｖｒ１が入力される。」 「［図３］ ［図：0001438702000026.jpg］ 」 「［００６５］ 図３に示す減算回路２４では、２つの入力（検出信号Ｖｏ，第２交流電圧Ｖ２）に対するゲインが異なっており、抵抗Ｒ７が接続された経路に入力される第２交流電圧Ｖ２のゲインが検出信号Ｖｏに比べて小さい。すなわち、減算回路２４は、第２交流電圧Ｖ２に比べて減衰した交流電圧（基準交流電圧）と検出信号Ｖｏとの差を増幅し、その増幅結果を差動信号Ｖｍとして出力する。また、減算回路２４はローパスフィルタを構成しており、対象物６からキャパシタＣｒｇを通じて入力される高周波成分を除去する。このローパスフィルタ機能により、後述するＡ／Ｄ変換器２５における折り返し雑音が低減する。 ［００６６］ 図２に戻る。 ［００６７］ Ａ／Ｄ変換器２５は、減算回路２４から出力されるアナログの差動信号Ｖｍをデジタルの信号Ｄｍに変換する。Ａ／Ｄ変換器２５には、例えば差動入力方式のΔΣ型Ａ／Ｄ変換器などを用いることができる。 ［００６８］ 信号処理部２６は、Ａ／Ｄ変換器２５から出力される信号Ｄｍから、第１交流電圧Ｖ１と同じ周波数を持つ交流成分の振幅に比例した信号Ｄｓを抽出する。信号処理部２６は、例えば図2に示すように、第１交流電圧Ｖ１と同じ周波数を持つ信号Ｄｘを信号Ｄｍに乗算する乗算器２６１と、乗算器２６１の乗算結果から交流成分を除去するローパスフィルタ２６３とを有する。ローパスフィルタ２６３から出力される信号Ｄｍは、キャパシタＣｒｇの静電容量に概ね比例した値を持つ。」 エ 段落［０１１４］ 「［０１１４］ 図１０Ａ～図１０Ｆは、外乱に対する妨害耐性のシミュレーション結果を示す図である。図１０Ａ～図１０Ｆの各グラフにおいて、縦軸はＳＮ比を示し、横軸は温度を示す。このＳＮ比は、キャパシタＣｒｇを介して検出電極にノイズを与えた場合における検出信号Ｖｏと、このノイズをゼロにした場合における検出信号Ｖｏとの比である。図１０Ａ～図１０Ｃのシミュレーションでは、キャパシタＣｒｓの静電容量が１３０ｐＦであり、図１０Ｄ～図１０Ｆのシミュレーションでは、キャパシタＣｒｓの静電容量が４０ｐＦである。また、図１０Ａ及び図１０Ｄのシミュレーションでは、ノイズの周波数が駆動周波数の２倍であり、図１０Ｂ及び図１０Ｅのシミュレーションでは、ノイズの周波数が駆動周波数の３倍であり、図１０Ｃ及び図１０Ｆのシミュレーションでは、ノイズの周波数が駆動周波数の５倍である。これらのシミュレーションから、スイッチ回路（ＳＷ１、ＳＷ２）を構成するスイッチを帰還ループ内（演算増幅器ＯＰ１の出力端子と反転入力端子の間の経路）に設けることにより、これらのスイッチを帰還ループ外（入力ノードＮｉと検出電極Ｅｓｉの間の経路）に設ける場合に比べて、常温（２０℃）でのＳＮ比が５ｄＢ程度向上することが分かる。」 (２) 引用文献２技術事項の認定 前記(１)で摘記した記載から、引用文献２には、次の技術事項が記載されていると認められる（以下「引用文献２技術事項」という。）。 ＜引用文献２技術事項＞ 「指やペンなどの対象物６の近接を検出するための検出電極Ｅｓと、検出電極Ｅｓの下層側に近接して配置されたシールド電極Ｅａを有し、（［００４５］） シールド電極Ｅａに供給される第１交流電圧Ｖ１を出力する第１電圧出力回路２１と、（［００５４］） 周波数と位相が第１交流電圧Ｖ１に等しく、検出電極Ｅｓに近接する対象物６が存在しない状態における電流出力回路２３の駆動電流Ｉｓがゼロになるように、第１交流電圧Ｖ１を減衰させた電圧を第２交流電圧Ｖ２として出力する減衰器である第２電圧出力回路２２と、（［００５６］～［００５７］） 検出電極Ｅｓに接続される反転入力端子と第２交流電圧Ｖ２が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅し、この増幅結果を検出信号Ｖｏとして出力する演算増幅器ＯＰ１を含む電流出力回路２３と、（［００６１］） 検出信号Ｖｏから基準交流電圧を減算した結果を差動信号Ｖｍとして出力する減算回路２４と、（［００６３］） 減算回路２４から出力されるアナログの差動信号Ｖｍをデジタルの信号Ｄｍに変換するＡ／Ｄ変換器２５と、（［００６７］） Ａ／Ｄ変換器２５から出力されキャパシタＣｒｇの静電容量に概ね比例した値を持つ信号Ｄｍから、第１交流電圧Ｖ１と同じ周波数を持つ交流成分の振幅に比例した信号Ｄｓを抽出する信号処理部２６と、（［００６８］） を備えた静電容量検出装置２」 ６ 本願発明と引用発明の対比 (１) 対比分析 本願発明と引用発明を対比する。 ア 構成Ｘの観点 (ア) 構成Ｘは、「対象物との間の静電容量を検出する静電容量検出装置」の発明であることを特定するものである。 (イ) 引用発明においては、「ドアハンドル１００の近傍に指２００が近づいた場合には、指２００は導電性を有しているため、指２００とセンサ１１０との間に静電容量が形成され、第１の交流電源１３１及び第２の交流電源１３２よりセンサ１１０に電流が流れ［る］」としているところ、「静電容量を検出するためのセンサ１１０が内蔵されている操作入力装置」は、「自動車等のドアに取り付けられているドアハンドルに内蔵されているもの」であるから、引用発明の「指２００」は、「ドアハンドル１００の近傍に」「近づいた」かどうか検知される対象物であり、本願発明の「対象物」に相当する。 (ウ) 引用発明における、「静電容量を検出するためのセンサ１１０」の「静電容量」は、「指２００とセンサ１１０との間の静電容量」であるところ、「静電容量を検出するためのセンサ１１０が内蔵されている操作入力装置」は、前記(イ)を踏まえると、本願発明の「対象物との間の静電容量を検出する静電容量検出装置」に相当する。 (エ) そうすると、「静電容量を検出するためのセンサ１１０が内蔵されている操作入力装置」の発明である引用発明と、「対象物との間の静電容量を検出する静電容量検出装置」の発明である本願発明は、「対象物との間の静電容量を検出する静電容量検出装置」の発明である点において一致する。 イ 構成Ａの観点 (ア) 構成Ａは、「前記対象物との間の静電容量を検出する検出電極」を備えることである。 (イ) 引用発明の「静電容量を検出するためのセンサ１１０」である「略長方形の形状の抵抗体」について、前記アで検討したとおり、上記「静電容量」は、「指２００」（対象物）と「センサ１１０」の間の「静電容量」であり、また、「指２００は導電性を有しているため」としており、「指２００」（対象物）を「静電容量」を形成するための一方の電極としてみると、「静電容量を検出するための」「抵抗体」は「静電容量」を形成するための他方の電極といえる。 (ウ) 前記(イ)の検討から、引用発明の「抵抗体」は、本願発明の「対象物との間の静電容量を検出する検出電極」に相当し、本願発明と引用発明の、構成Ａの観点における一致点は以下のとおりである。 「前記対象物との間の静電容量を検出する検出電極」を備える点。 ウ 構成Ｂ～Ｇの観点 (ア) 構成Ｂ、Ｃの観点 ａ(ａ) 構成Ｂは、「前記検出電極に近接して配置されたアクティブシールド電極」を備えることであり、 (ｂ) 構成Ｃは、「前記アクティブシールド電極に供給される交流電圧を出力する電圧出力回路」を備えることである。 ｂ しかしながら、引用発明はこれら構成を有しない。 (イ) 構成Ｄ～Ｇの観点 ａ(ａ) 構成Ｄは、「前記電圧出力回路により出力された交流電圧の振幅を調整する第１調整回路」を備えることであり、 (ｂ) 構成Ｅは、「前記検出電極の一端に接続される反転入力端子と、前記第１調整回路により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する第１演算増幅器」を備えることであり、 (ｃ) 構成Ｆは、「前記電圧出力回路により出力された交流電圧の振幅を調整する第２調整回路」を備えることであり、 (ｄ) 構成Ｇは、「前記検出電極の他端に接続される反転入力端子と、前記第２調整回路により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する第２演算増幅器」を備えることである。 ｂ 引用発明は、「静電容量を検出するための」「センサ１１０の一方の端部１１０ａには、第１の電流計１２１を介し第１の交流電源１３１が接続され、他方の端部１１０ｂには、第２の電流計１２２を介し第２の交流電源１３２が接続され」、「センサ１１０に指２００を近づけた場合には、センサ１１０の一方の端部１１０ａには、第１の交流電源１３１より交流電流Ｉａが流れ、他方の端部１１０ｂには、第２の交流電源１３２より交流電流Ｉｂが流れ」るものである。 ｃ そして、引用発明においては、「センサ１１０の一方の端部１１０ａに供給される交流電流の電流量は、第１の電流計１２１により測定することができ、また、第２の交流電源１３２によりセンサ１１０の他方の端部１１０ｂに交流電圧が供給されており、センサ１１０の他方の端部１１０ｂに供給される交流電流の電流量は、第２の電流計１２２により測定することができる」から、引用発明は、「センサ１１０」である「抵抗体」（本願発明の「検出電極」に相当する。）の「一方の端部１１０ａ」と「他方の端部１１０ｂ」それぞれにおいて電気的測定値を取得する第１・第２手段を備えるといえる。 ｄ そうすると、本願発明と引用発明は、「前記検出電極の一端に接続される電気的測定値を取得する第１手段」と、「前記検出電極の他端に接続される電気的測定値を取得する第２手段」を備える点で共通する。 ｅ 一方で、引用発明の電気的測定値を取得する第１・第２手段は、「演算増幅器」ではない。 ｆ また、前記(ア)ｂで示したように、引用発明は「アクティブシールド電極」と「アクティブシールド電極に供給される交流電圧を出力する電圧出力回路」を備えないから、当該「電圧出力回路」に係る「調整回路」も備えない。 (ウ) 前記(ア)、(イ)の検討から、本願発明と引用発明の、構成Ｂ～Ｇの観点における一致点及び相違点は、それぞれａ及びｂに示すとおりである。 ａ 構成Ｂ～Ｇにおける一致点 「前記検出電極の一端に接続される電気的測定値を取得する第１手段と、前記検出電極の他端に接続される電気的測定値を取得する第２手段を備える」点。 ｂ 構成Ｂ～Ｇにおける相違点 本願発明が、 「前記検出電極に近接して配置されたアクティブシールド電極と、 前記アクティブシールド電極に供給される交流電圧を出力する電圧出力回路と、 前記電圧出力回路により出力された交流電圧の振幅を調整する第１調整回路と、 前記検出電極の一端に接続される反転入力端子と、前記第１調整回路により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する第１演算増幅器と、 前記電圧出力回路により出力された交流電圧の振幅を調整する第２調整回路と、 前記検出電極の他端に接続される反転入力端子と、前記第２調整回路により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する第２演算増幅器と」を備えるのに対して、 引用発明は、それら構成を有しない点。 エ 構成Ａ１の観点 (ア) 構成Ａ１は、「前記検出電極は、その一端と他端との間に５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下の抵抗値を有」することである。 (イ) 引用発明では、「センサ１１０」である「抵抗体」の「長手方向における一方の端部１１０ａと他方の端部１１０ｂとの間の抵抗は」、「５ｋΩ以上３００ｋΩが好まし」いものである。 (ウ) 前記(イ)から、引用発明の「抵抗体」（本願発明の「検出電極」に相当する。）は、その抵抗値について、本願発明と「前記検出電極は、その一端と他端との間に５ｋΩ以上であって、かつ、所定の上限値以下の抵抗値を有する」点で共通する。 (エ) 一方で、抵抗値の「所定の上限値」について、引用発明では「３００ｋΩが好まし」いとしており、本願発明の「２７０ｋΩ」とは異なる。 (オ) 前記(イ)～(エ)から、本願発明と引用発明の、構成Ａ１の観点における一致点及び相違点は、それぞれａ及びｂに示すとおりである。 ａ 構成Ａ１における一致点 「前記検出電極は、その一端と他端との間に５ｋΩ以上であって、かつ、所定の上限値以下の抵抗値を有する」点。 ｂ 構成Ａ１における相違点（「相違点２」） 「検出電極」の抵抗値の「所定の上限値」について、 本願発明は「２７０ｋΩ」であるのに対して、 引用発明は「３００ｋΩが好まし」いとしている点。 オ 構成Ｂ１の観点 (ア) 構成Ｂ１は「前記アクティブシールド電極は、前記検出電極との間の静電容量が前記第１演算増幅器もしくは前記第２演算増幅器の出力電圧値の動作範囲に基づいて決定される所定範囲内となるように構成される」ことである。 (イ) 引用発明は「アクティブシールド電極」と「演算増幅器」を備えず、前記構成Ｂ１の前提となる構成を有しないから、本願発明と引用発明は前記ウ(ウ)ｂで示した相違点に加え、構成Ｂ１の観点において、以下の点で相違する。 構成Ｂ１における相違点 本願発明が、「前記アクティブシールド電極は、前記検出電極との間の静電容量が前記第１演算増幅器もしくは前記第２演算増幅器の出力電圧値の動作範囲に基づいて決定される所定範囲内となるように構成される」のに対して、 引用発明は、そのような構成を有しない点。 (２) 一致点及び相違点 前記(１)の対比分析の結果をまとめると、本願発明と引用発明の一致点及び相違点は、それぞれ次のア及びイに示すとおりである。 ア 一致点 「対象物との間の静電容量を検出する静電容量検出装置であって、 前記対象物との間の静電容量を検出する検出電極と、 前記検出電極の一端に接続される電気的測定値を取得する第１手段と、 前記検出電極の他端に接続される電気的測定値を取得する第２手段と、 を備え、 前記検出電極は、その一端と他端との間に５ｋΩ以上であって、かつ、所定の上限値以下の抵抗値を有する、 静電容量検出装置。」 である点。 イ 相違点 (ア) 相違点１（構成Ｂ～Ｇ、Ｂ１の観点） 本願発明が、 「前記検出電極に近接して配置されたアクティブシールド電極と、 前記アクティブシールド電極に供給される交流電圧を出力する電圧出力回路と、 前記電圧出力回路により出力された交流電圧の振幅を調整する第１調整回路と、 前記検出電極の一端に接続される反転入力端子と、前記第１調整回路により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する第１演算増幅器と、 前記電圧出力回路により出力された交流電圧の振幅を調整する第２調整回路と、 前記検出電極の他端に接続される反転入力端子と、前記第２調整回路により調整された交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する第２演算増幅器と」を備え、 「前記アクティブシールド電極は、前記検出電極との間の静電容量が前記第１演算増幅器もしくは前記第２演算増幅器の出力電圧値の動作範囲に基づいて決定される所定範囲内となるように構成される」のに対して、 引用発明は、それら構成を有しない点。 (イ) 相違点２（構成Ａ１の観点） 「検出電極」の抵抗値の「所定の上限値」について、 本願発明は「２７０ｋΩ」であるのに対して、 引用発明は「３００ｋΩが好まし」いとしている点。 ７ 判断 (１) 相違点１について ア 引用文献２技術事項 前記５(１)ア及びイにおいて摘記した事項を踏まえると、引用文献２技術事項は、ノイズを抑えて検出感度を向上することを前提とした検出器の構成を開示するものであるといえるところ、引用文献２技術事項を再掲すると以下のとおりである。 ＜引用文献２技術事項＞（再掲） 「指やペンなどの対象物６の近接を検出するための検出電極Ｅｓと、検出電極Ｅｓの下層側に近接して配置されたシールド電極Ｅａを有し、 シールド電極Ｅａに供給される第１交流電圧Ｖ１を出力する第１電圧出力回路２１と、 周波数と位相が第１交流電圧Ｖ１に等しく、検出電極Ｅｓに近接する対象物６が存在しない状態における電流出力回路２３の駆動電流Ｉｓがゼロになるように、第１交流電圧Ｖ１を減衰させた電圧を第２交流電圧Ｖ２として出力する減衰器である第２電圧出力回路２２と、 検出電極Ｅｓに接続される反転入力端子と第２交流電圧Ｖ２が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅し、この増幅結果を検出信号Ｖｏとして出力する演算増幅器ＯＰ１を含む電流出力回路２３と、 検出信号Ｖｏから基準交流電圧を減算した結果を差動信号Ｖｍとして出力する減算回路２４と、 減算回路２４から出力されるアナログの差動信号Ｖｍをデジタルの信号Ｄｍに変換するＡ／Ｄ変換器２５と、 Ａ／Ｄ変換器２５から出力されキャパシタＣｒｇの静電容量に概ね比例した値を持つ信号Ｄｍから、第１交流電圧Ｖ１と同じ周波数を持つ交流成分の振幅に比例した信号Ｄｓを抽出する信号処理部２６と、 を備えた静電容量検出装置２」 イ 引用発明における課題 ノイズを抑えて検出感度を向上することは、検出器における一般的な課題であるところ、引用文献４においても、前記４(１)ウで摘記したように、センサ１１０の下面に絶縁層１７１とシールド電極１７０を形成し、第１の交流電源１３１及び第２の交流電源１３２より供給される交流と同じ位相であって、同じ電圧の振幅の交流を供給することで、センサ１１０の裏面側からのノイズの影響を抑制し感度を向上できることが記載されていることから、引用発明がそのような課題を内包することは明らかである。 ウ したがって、前記イで示した課題を解決するため、引用発明に引用文献２技術事項を採用する十分な動機はあるというべきであり、これにより、以下の(ア)～(エ)に示す事項が導かれる。 (ア) 「センサ１１０」である「抵抗体」の下層側に近接してシールド電極を配置するようにして、本願発明の「アクティブシールド電極」に相当する構成とすること。 (イ) 当該シールド電極に供給される第１交流電圧を出力する第１電圧出力回路を備えるようにして、本願発明の「電圧出力回路」に相当する構成とすること。 (ウ) 「第１の電流計１２１」と「第２の電流計１２２」それぞれに代えて、前記第１交流電圧を減衰させた電圧を第２交流電圧として出力する減衰器である第２電圧出力回路を設けるようにして、本願発明の「第１調整回路」、「第２調整回路」に相当する構成とすること。 (エ) 「抵抗体」に接続される反転入力端子と第２交流電圧が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅し、この増幅結果を検出信号として出力する演算増幅器を設けるようにして、本願発明の「第１演算増幅器」、「第２演算増幅器」に相当する構成とすること。 エ 以上ア～ウから、引用発明に引用文献２技術事項を採用し、本願発明の前記相違点１に係る構成Ｂ～Ｇとすることは、当業者が容易に想到し得たものである。 オ 構成Ｂ１について (ア) 引用発明に引用文献２技術事項を採用して、本願発明の「アクティブシールド電極」、「電圧出力回路」、「第１調整回路」、「第２調整回路」、「第１演算増幅器」、「第２演算増幅器」に相当する構成を備えるようにした際、演算増幅器に係る電気回路設計の観点からみて、演算増幅器を含む電気回路において、演算増幅器の出力が飽和しない回路パラメータを設定することは、当然に配慮すべき設計指針であるところ、引用発明に引用文献２技術事項を採用し、「センサ１１０」である「抵抗体」の下層側に近接してシールド電極を配置し、演算増幅器を備える場合において、回路パラメータである「抵抗体」と「抵抗体」に近接して配置されたシールド電極の間の静電容量を、演算増幅器の出力が飽和しない程度の値とすることは、前記設計指針に基づいて当業者が適宜設計し得たことである。 (イ) 構成Ｂ１については、次のａ～ｃに示すように、引用発明に引用文献２技術事項を採用した際に、当業者にとって自明に導かれる事項にすぎないものであるともいえる。 ａ まず、本願発明において、「アクティブシールド電極」と「検出電極」との間の「静電容量」がどの程度であるかについては具体的数値として特定されていないものの、本願発明に係る請求項１の記載を引用する請求項２の以下の記載からみて、アクティブシールド電極と検出電極の間の静電容量が「３０ｐＦ以上１３０ｐＦ以下」であると、前記構成Ｂ１を満たすと解するのが相当である。 「【請求項２】 前記アクティブシールド電極は、前記検出電極との間の静電容量が３０ｐＦ以上１３０ｐＦ以下となるように配置されていることを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出装置。」 ｂ ここで、引用文献２では、前記５(１)エにおいて摘記したように、シールド電極Ｅａと検出電極Ｅｓの間のキャパシタＣｒｓを、「１３０ｐＦ」や「４０ｐＦ」とすることが記載されており、また、引用発明に引用文献２技術事項を採用して具体的に設計するに際し、引用文献２の記載を参考にすることは、当業者にとって自明のことである。 ｃ したがって、引用発明に引用文献２技術事項を採用した際に、「抵抗体」と「抵抗体」に近接して配置されたシールド電極の間の静電容量を「１３０ｐＦ」又は「４０ｐＦ」とすることは、当業者が適宜なし得たことであり、構成Ｂ１は当業者にとって自明に導かれる事項にすぎないものである。 カ 相違点１の検討のまとめ 以上検討したとおり、引用発明において、本願発明の前記相違点１に係る構成とすることは、当業者が容易に想到し得たものである。 (２) 相違点２について ア 抵抗値の範囲の意義 (ア) 本願明細書では、抵抗値を「５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下」の範囲とすることについて、以下記載がある。 「［００３０］ （抵抗値Ｒｐおよび静電容量Ｃｒｓの好適な範囲） 図５は、一実施形態に係る静電容量検出部１１０（図２に示す積層構造を有する）における、オフセット電圧の電圧範囲が２Ｖ以下となる領域（抵抗値の範囲および静電容量値の範囲）の、シミュレーション結果を示す図である。」 「【図５】 ［図：0001438702000027.jpg］ 」 「［００３２］ 図５に示すシミュレーション結果によれば、一実施形態に係る第１ＡＦＥブロック１２０および第２ＡＦＥブロック１３０は、検出電極１１１の一端から他端までの抵抗値Ｒｐを、５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下とし、検出電極１１１とアクティブシールド電極１１２との間の静電容量Ｃｒｓを、３０ｐＦ以上１３０ｐＦ以下とすることにより、オフセット電圧の電圧範囲を２Ｖ以下とすることができる。これにより、一実施形態に係る静電容量検出装置１００は、第１ＡＦＥブロック１２０および第２ＡＦＥブロック１３０の出力電圧値から、ホバー操作を含めた対象物１０の位置検出を、良好に行うことができる。」 (イ) ここで、図５に示すシミュレーション結果とは、前記(ア)で示した記載を考慮すると、検出電極とアクティブシールド電極の間の静電容量Ｃｒｓが種々の値である場合それぞれにおいて、オフセット電圧が所定の値（２Ｖ）となる検出電極の抵抗値Ｒｐをプロットしたものと認められる。 (ウ) この点に関し、本願明細書の段落［００２６］～［００２９］、［図４］の記載を踏まえると、「オフセット電圧の電圧範囲を２Ｖ以下とすること」が「ホバー操作を含めた対象物１０の位置検出を良好に行うため」であることは読み取れるものの、そのことと抵抗値が５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下であることとの関係は不明である。 (エ) 以上を踏まえると、図５に示すシミュレーション結果は、静電容量Ｃｒｓの値により、オフセット電圧が所定の値（２Ｖ）となる抵抗値Ｒｐが異なることを示しているものの、抵抗値が５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下でありさえすれば、静電容量が３０ｐＦ以上１３０ｐＦ以下のいずれの値においても、オフセット電圧が所定の値（２Ｖ）以下となることは示さないから、図５に示すシミュレーション結果からは、抵抗値の範囲の下限値が５ｋΩであること、また、上限値が２７０ｋΩであることのいずれにも、臨界的な意義を見いだすことはできない。 (オ) なお、本願明細書では、段落［００３５］、［００３６］に、「抵抗値Ｒｐが５ｋΩ未満の場合、…（中略）…静電容量値の変化が小さすぎて…（中略）…近接位置を高精度に検出できなくなる虞がある」、「抵抗値Ｒｐが、抵抗値２７０ｋΩ以上の場合、抵抗値が高すぎて、静電容量の変化が直線的ではなくなり、…（中略）…近接位置を高精度に検出できなくなる虞がある。また、…（中略）…検出電極１１１のインピーダンスが高いためＳＮ比が劣化する虞がある。」なる記載があるが、これら記載は、抵抗値が低すぎる場合、高すぎる場合それぞれの一般的な事象を抵抗値の具体例を挙げて示すだけで、抵抗値の範囲の下限値が５ｋΩであること、また、上限値が２７０ｋΩであることの臨界的な意義を肯定するものではない。 イ 引用発明の抵抗値の範囲について 引用発明の「センサ１１０」である「抵抗体」は、「長手方向における一方の端部１１０ａと他方の端部１１０ｂとの間の抵抗は、５ｋΩ以上３００ｋΩが好まし」いものであり、ここで、どの程度の抵抗値を設定するかは当業者が適宜設計すべき事項である。 ウ そして、前記アで検討したように、抵抗値が「５ｋΩ以上」であることにも「２７０ｋΩ以下」であることにも臨界的な意義はないから、前記イの検討を踏まえると、引用発明の「５ｋΩ以上３００ｋΩが好まし」いとされる範囲において、上限値をわずかに限定し「５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下」程度の範囲とすることに、臨界的な意義や格別の効果があるとは認められない。 エ したがって、引用発明において、前記相違点２に係る本願発明の構成のごとく「５ｋΩ以上２７０ｋΩ以下」という抵抗値を採用することは、当業者の通常の創作能力の発揮の範囲の事項である。 (３) 総合評価 前記(１)及び(２)において検討したとおり、引用発明において、前記相違点に係る本願発明の構成を備えるようにすることは、引用発明及び引用文献２技術事項に基づいて当業者が容易に想到し得たことである。 そして、相違点１及び２を総合的に勘案しても、本願発明が奏する効果としては、当該構成のものとして当業者が予測・発見困難であり、かつ、格別顕著な効果を認めることはできない。 したがって、本願発明は、引用発明及び引用文献２技術事項に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものである。 ８ 請求人の主張について (１) 請求人の主張内容 請求人は意見書において以下ア、イを主張する。 ア 補正後の請求項１に係る発明は、第１演算増幅器あるいは第２演算増幅器の動作範囲において、ホバー操作を含めた対象物の位置検出を良好に行うための、検出領域の電圧範囲を、より好適に得ることができるという技術的効果を奏する。 イ いずれの引用文献においても、検出電極とアクティブシールド電極との間の静電容量値を、第１演算増幅器あるいは第２演算増幅器の動作範囲に基づく所定範囲にすることを開示していない。 (２) 請求人の主張についての検討 ア(ア) 前記(１)アの効果の主張について検討すると、請求項１では「ホバー操作」が行われることが特定されていないから、当該主張は請求項１の記載に基づいたものとは認められない。 (イ) 仮に、請求項１の記載から「ホバー操作」が行われることが明らかであるとしても、引用文献４の前記４(１)アで摘記した［００１６］の記載から、引用発明は、指２００とセンサ１１０との間に静電容量が形成されるような、指とセンサが離間した「ホバー操作」も検出の対象としているところ、そのような操作を考慮して演算増幅器の出力が飽和しない回路パラメータを設定することは設計事項にすぎず、その効果は、当業者が予測・発見困難であり、かつ、格別顕著な効果とはいえない。 イ 前記(１)イの主張について検討すると、当該主張は、要するに前記相違点１に係る本願発明の構成Ｂ１は、いずれの引用文献にも開示されていないというものであるが、その点についての当合議体の判断は、前記７(１)オにおいて説示したとおりであるから、前記主張は採用できない。 ９ むすび 以上検討のとおり、本願発明は、特許法２９条２項の規定により、特許を受けることができない。 したがって、他の請求項に係る発明について検討するまでもなく、本願は拒絶すべきものである。 よって、結論のとおり審決する。